Sborník - Ústav přístrojové a řídicí techniky

Sborník - Ústav přístrojové a řídicí techniky

Sborník odborného semináře
Nové metody a postupy v oblasti přístrojové
techniky, automatického řízení a informatiky 2015
25.5. – 27.5. 2015,
Roztoky u Křivoklátu
ISBN 978-80-01-05758-2
Obsah
Jiří Bíla, Jakub Jura, Martin
Novák, Pavel Krist
Témata a stav výzkumu v oblasti komplexních systémů na
ústavu Přístrojové a řídicí techniky
2
Matouš Cejnek, Cyril Oswald
Síť pro paralelní optimalizaci a výpočty
7
Miroslav Erben, Ivo Bukovský
Adaptivní referenční detekce změn chování soustav v
regulačním obvodu
9
Z. Remeš, J. Mičová, P. Krist, D.
Chvátil, R. Effenberg
Příprava fluorescenčních nanodiamantů
12
Jan Hošek, Vlastimil Havran, Jiří
Čáp, Šárka Němcová, Karolina
Macúchová, Jiří Bittner, Josef
Zicha
Přenosné zařízení pro BTF měření
17
Zdeněk Novák
Insight into Permanent Magnet Synchronous Motor
20
Jakub Jura, Jan Chyský, Lukáš
Novák
Inovace řízení tlakové kanalizace
24
Milan Daneček, Ivan Uhlíř
Comparison Solar Domestic Hot Water System and
Photovoltaic Solar Domestic Hot Water System in
Connection with Microgrids
28
Jaroslav Novák, Jan Chyský
Jan Vrba
Vlnové jevy na výstupu frekvenčního měniče
Možnost využití algoritmu Learning Entropy pro
fuzzy systémy
32
40
Martin Novák, Jaroslav Novák,
Oleg Sivkov
Realization of 1200 V, 50 A SiC MOSFET Inverter
for Permanent Magnet Synchronous Motor
42
Le Thi Minh Trang
Inter-area Power Oscillation and Potential
Application Phasor Measurement Units for the 500kV
VietNamese Power System
47
Stanislav Vrána, Pavel Trnka,
Matěj Kuře, Petr Maršík
Autíčko na nakloněné rovině a Soustava dvou
propojených nádrží – nové reálné úlohy pro virtuální
laboratoř
52
Josef Zicha
Technologie na scestí
56
Ivan Uhlíř
Double Degree studijní programy
58
Ivan Uhlíř
Inteligentní sítě jako efektivní prostředek
tlumení kmitání fázorů
v elektrovodných sítí
59
Adam Kouba, Ivan Uhlíř
Development of control strategy with 1-D gas
dynamic engine model used as observer
61
Témata a stav výzkumu v oblasti komplexních
systémů na ústavu Přístrojové a řídicí techniky
Jiří Bíla, Jakub Jura, Martin Novák
Pavel Krist
Ústav Přístrojové a řídicí techniky,
Fakulta strojní, České vysoké učení technické v Praze
Praha 6, Česká republika
e-mail: [email protected]
Ústav jaderné fyziky
Řež u Prahy, Česká republika
e-mail: [email protected]
Abstrakt—Komplexní systémy jako systémy s mnoha prvky
v interakci, s multivariantním a emergentním chováním, zasahují
do našich životů někdy velmi brutálním způsobem. Možná právě
proto jsou častým námětem vědeckých a odborných studií se
snahou o lepší poznání jejich základních vlastností. Článek
podává informaci o některých tématech, která se v poslední době
zpracovávala a v současné době zpracovávají na ústavu 12110.
Keywords—emergentní situace; detekce emergetních situací;
interpretace
emergentních
struktur;
syntéza
nových
technologických materiálů
I.
ÚVOD
Multirozměrovost,
-
Kvazi-stabilita ve stavových změnách,
-
Nelinenární změny,
Pohyb na hranici chaosu,
-
Nenáhodné budoucno,
-
Sklon k síťovým a multiagentním organizacím.
NĚKTERÉ ZAJÍMAVÉ VÝCHOZÍ BODY NA CESTĚ
Přestože v současné době jsou na ústavu Přístrojové a
řídicí techniky zpracovávána pouze některá témata z původně
započatých, dovolíme si rekapitulovat vývoj problematiky
komplexních systémů v širších souvislostech o několik let
zpět.
Zřejmě vzhledem k tématu disertační práce „Řízení malého
cyklického urychlovače fuzzy regulátorem“, [8], mého
doktoranda Pavla Krista z Ústavu jaderné fyziky v Řeži u
Prahy, jsme se zbývali jistou dobu kvantovou mechanikou.
(Nesporný motivační vliv měl na to prof. Šimáně z téhož
ústavu.) Výsledkem této „bohulibé“ snahy byl článek
„Emergent Phenomena, Morphomatics and Theory of
Complexity“
(referovaný
na
WoS
pod
číslem
WOS:000302647900081). V tomto článku jsme se dotkli
Budeme-li pátrat po solidním vymezení obsahu pojmu
“Komplexní systém”, najdeme řadu charakteristik, z nichž
některé se již ustálily, např.:
-
-
II.
rozsáhlé “blackout” situace v energetických sítích,
které vedly k nezanedbatelným ztrátám (např. Italy
Blackout (2003), (Southwest blackout (Arizona 2011)).
Mnoho vnitřních prvků v řadě vzájemných interakcí,
Emergentní chování,
Pozn. 1: Ačkoli článek má řadu spoluautorů, v některých
pasážích (zejména těch, které se váží k době 2006-2014) si
dovolím (s jejich svolením) psát za sebe. To je období, kdy se
mé odborné aktivity prolínaly s aktivitami prorektora ČVUT, a
nerad bych mé spoluautory na tyto komplikované vztahy vázal.
chybné interpretace poruch v jaderných elektrárnách,
které vedly k haváriím (např. Jaslovské Bohunice
(1977), Three Mile Island (1979), Černobyl (1986)),
-
-
Několik slov k organizaci dalších kapitol článku. Článek je
přehledový (jeho hodnota je spíše literární, než vědecká), ale
snažíme se stručně popsat témata, která jsou v dané oblasti
rozpracovaná. Proto je omezen i seznam citovaných prací na
nejnutnější zdroje, (ze kterých pak vedou dále linky odkazů pro
zájemce).
Přestože určitá část informované vědecké veřejnosti by se
v souvislosti s komplexními systémy ráda bavila o problémech
spíše akademického typu (např. skutečný počet dimenzí
fyzikálního světa, nebo povaha veličin, které způsobují stáčení
struktur proteinů), na stole leží události z nedaleké minulosti,
které narazily na problematiku komplexních systémů a které
nám radost nepřinesly. Uvádíme jen dvě třídy takových
událostí:
-
Samoroganizující se procesy,
Nikoli všechny tyto charakteristiky najdete pohromadě a ani ve
sbornících erudovaných konferencí, např. [9], nebudou
důsledně traktovány. Také v tomto článku se dotkneme jen
některých. Stojí za to ještě dodat, že k většině uvedených
charakteristik najdeme ekvivalenty v kybernetice. Snad až na
„emergentní chování“ a multiagentní organizace. Nicméně
právě tyto charakteristiky nás spojují s disciplínami méně
přísně technickými, jako jsou biofyzika, biologie a ekologie.
Důvodem, proč se témata související s komplexními
systémy stala dnes velmi aktuální, jsou aplikace některých
technologií, které zasahují do mnoha odborných a vědeckých
disciplín, a které přinášejí problémy obtížně formalizovatelné a
řešitelné z pozic klasických přístupů.
-
-
2
s ČVUT. Jako tehdejší prorektor ČVUT jsem vyjednal jeho
spolupráci s katedrou fyziky strojní fakulty ČVUT. I přes
mnohé komplikace v této spolupráci a i přesto, že bych měl
naslouchat božímu sdělení, věřím, že větev výzkumu „Syntézy
materiálů jako emergence v komplexních systémech“ je pro
nás dosažitelná a užitečná, [5], [6].
formování tvarů jako přírodních emergencí a v této souvislosti
jsme citovali aparát orientovaných matroidů jako možný
prostředek pro formalizaci konceptů tzv. M-teorie (jedné verze
teorie strun).
Ani ne za rok se na ČVUT objevil prof. Seldom Lee
Glashow. Prof. Glashow, dnes již čiperný osmdesátník, byl
nositelem Nobelovy ceny za fyziku z roku 1979, za příspěvek
rozpracování teorie slabé interakce k obecné teorii fyzikálního
pole. Kromě řady společenských aktivit v akademickém světě a
v Praze, měl prof. Glashow na programu dvě přednášky: první pro akademické fórum ČVUT [1], - druhou pro studenty
(zejména pro studenty FJFI). Téma první přednášky bylo
zaměřeno na podstatu objevů (přirozených i vynucených) a
svým způsobem obcházelo problematiku emergencí. Ve druhé
přednášce se profesor ostře vymezil proti teorii strun.
Absolvoval jsem obě přednášky a jako člověk respektující boží
sdělení jsem se dozvěděl, že tudy cesta nevede (jak ještě dále
bude zdůrazněno při zmínce o teorii interpretace).
Pozn. 2: Výše uvedené skutečnosti jsem uvedl spíše pro
pobavení a jako příklad toho, že cesty páně jsou nevyzpytatelné
a že i prostému člověku se mohou dít „náhody“, které nevěští
nic, než nenáhodné budoucno. (Nikdo si snad nemyslel, že
prof. Glashow četl zmíněný článek, nebo že ministr školství se
zahazoval s nějakými „no names“ z ČVUT.)
Pozn. 3: Prof. Reshaka jsem mezi spoluautory nezahrnul
zejména proto, že článek je napsán ad hoc v češtině a
schvalování od něj by trvalo přece jen delší dobu.
III.
SOUČASNÉ SMĚRY VÝZKUMU KOMPLEXNÍCH SYSTÉMŮ
NA ÚSTAVU
Zřejmě díky tématu výzkumného grantu „Vývoj metody
stanovení toků energie a látek ve vybraných ekosystémech,
návrh a ověření principů hodnocení hospodářských zásahů pro
zajištění podmínek autoregulace“ jsme se dostali blíže ústavu
Fyzikální biologie na Biologické fakultě Jihočeské univerzity v
Českých Budějovicích“. Tento ústav měl vynikající výsledky
(např. v pěstování řas využitelných v lékařství), měl ustálenou
vědeckou kulturu publikací a v získávání mezinárodních grantů
mohl být vzorem pro nejednu pražskou výzkumnou instituci.
Ředitelem ústavu byl prof. Dalibor Štys (pozdější ministr
školství v roce 2013). Zejména z jeho iniciativy byl sestaven
během roku 2013 studijní obor „Měření v komplexních
systémech“, [2]. Při sestavování tohoto studijního oboru jsme
z hlediska zájmu o komplexní systémy zmapovali území České
republiky i spřátelené zahraniční instituce (např. TU ve Vídni
nebo ústav Maxe Plancka v Drážďanech). I když se nepodařilo
umístit tento studijní obor na žádnou z fakult ČVUT, věříme,
že investovaná energie není ztracená. (Na druhé straně
podotýkám, že na Fakultě rybářství a ochrany vod, Jihočeské
univerzity v Českých Budějovicích, Ústav komplexních
systémů existuje, i když studijní obor „Měření v komplexních
systémech“ nenosí.) Absolvoval jsem celý vývoj zmíněného
studijního oboru až po rozhovor prof. Štyse s děkanem strojní
fakulty ČVUT a jako člověk, který respektuje boží sdělení,
jsem uznal, že tudy cesta nevede a je třeba počkat.
V této sekci si dovolím krátce pohovořit o následujících
třech oblastech výzkumu komplexních systemů: - Detekce
emergentních situací, - Interpretace nových struktur, - Syntézy
nových technických materialů.
A. Detekce emergentních situací.
V článku [3] jsme hovořili o dvou třídách emergetních
situací. U těch jednodušších známe, jak asi budou vypadat, až
nastanou, ale neznáme jejich skutečné příčiny. Jako příklady
jsme vypočítali „velké povodně“, „dopravní zácpy“ a „vznik
bojových obrazců v termitích koloniích“. Situace, které jsme
zatím nevypočítávali, ale které tam dozajista patří, jsou
„situace hroucení obchodních řetězců a sítí“ a „stavy blackoutu
v energetických sítích“.
Podstatně horší emergentní situace jsou ty, u kterých
neznáme ani skutečné příčiny, ani to, jak budou vypadat (až
nastanou). Sem patří situace, které nastanou jen jednou a
operace zobecnění mají zde nulovou hodnotu.
Oba dva typy situací nelze klasicky modelovat. U situací
jednodušších lze, analýzou prostředí, ve kterém nastanou,
detekovat (resp. vypočítat) jejich příchod. Ve všech uvedených
případech jsme využívali teorie narušení tzv. strukturálních
invariantů. V řadě prací jsme se soustředili na detekci
jednodušších emergentních situací, které vznikají nad rovinou
procedur rozpoznávání nebo klasifikace. V těchto případech
naše detektory indikovaly situace, kdy proces rozpoznávání
nebo klasifikace neprobíhal korektně. Typickým příkladem
z praxe byl proces klasifikace poruch svárů. Poruchy byly
nasnímány ultrazvukovou sondou a na vzorové ultrazvukové
křivky byly natrénovány neuronové sítě. V případě nekorektní
klasifikace byly na testovaných svárech indikovány poruchy,
které tam ve skutečnosti nebyly. Každý, kdo si vzpomene na
„přesnost“ ultrazvukových čidel a na omezené možnosti
natrénování neuronových sítí, připustí užitečnost detekce
situací, kdy klasifikační proces neprobíhal korektně.
V roce 2013 jsme zorganizovali (spolu s VŠB TU
v Ostravě) a hostili na strojní fakultě, ČVUT mezinárodní
konferenci ISCS (International Symposium on Complex
Systems). Konference byla úspěšná (přijel i prof. Otto E.
Rössler, zakladatel tzv. Rekurzivní evoluce v biosystémech) a
hoši z Ostravy si pochvalovali, jak „ta Praha přitahuje“. Ke
konferenci vyšel krásný sborník [9] (doporučuji si ho alespoň
prohlédnout), nicméně články z něj jsou v podstatě neviditelné,
protože Web of Science jaksi vydavatelství Springer Verlag
nebere. A jako člověk respektující boží sdělení …
Při jedné návštěvě prof. Štyse na ČVUT (v rámci uvedení
prestižní delegace rektora univerzity PERLIS v Malaysii) se
objevil (jako člen delegace) prof. Ali H. Reshak. Prof. Reshak
se zabýval komplexními systémy na rozhraní chemie a teorie
syntézy technologických materiálů a měl zájem o spolupráci
Jiným praktickým příkladem byla detekce nekorektní funkce
monitorovacího systému. Všechny tyto příklady vycházejí ze
stejného teoretického přístupu. Liší se pouze v typu
strukturálního invariantu, který je narušen.
3
Tato oblast témat má dvě nepříjemné počáteční podmínky:
-
Úspěch detekčního procesu závisí na spolehlivém
datovém popisu komplexního systému,
-
V podnicích a ve firmách není velká náklonost ke
spolupráci na projektu, který by mohl poukázat na
eventuální nedostatky (ještě předtím, než se něco
stane).
Z morfologie stavových diagramů usoudíme, že jsou si
podobné. Jak mnoho podobné ovšem nevíme. Ale ani když
uvedeme, co znamenají jednotlivé stavy v diagramech
(doplníme sémantiku), nezjistíte o mnoho více, pokud
nezapojíte vlastní inteligenci a vnější znalosti. Pro takové a
podobné případy naše snahy vedly k syntéze formální pomůcky
(nápovědy) pro to, aby využití vlastní inteligence a vnějších
znalostí bylo efektivní (a tedy došlo k emergenci nové
znalosti). (Jen pro úplnost uvádím, že stavový diagram na obr.
1. představuje tzv. „Mokrý extrém“ v ekosystému, diagram na
obr. 2. je interpretován (s využitím metody [10]) jako „“vlhké a
oblačné počasí, něco jako jaro v Jižních Čechách”.)
Nicméně i přesto se snažíme zapojit do projektu Smart
Cities, který je koordinován na ČVUT.
Na tématu „Detekce neočekávaných situací“ pracovali
v minulosti doktorandi Ing. Ladislav Kořán, Ing. Juraj Vitkaj a
Ing. Mgr. Jakub Jura. K tématu přispěl ve své doktorandské
fázi i doc. Bukovský, nicméně vlastním přístupem. V současné
i v blízce budoucí době by téma mohl propracovat Ing. Jan
Vrba.
Svoji vlastní metodu interpretace nových funkcionálních
struktur vyvinul Dr. Jakub Jura ve své disertační práci. Zatímco
v metodě [10] operujeme ve finální fázi s emergencemi
indukovanými rozšířením bází matroidů, Jura vytváří tzv.
Interpretační mapu, kterou člověk (vlastní inteligencí a za
použití vnějších znalostí) převádí na sémantický obsah
výsledné hledané struktury (v přirozeném jazyce!!).
B. Interpretace nových situací
Přestože druhů interpretace je celá řada, v internetovém
vyhledávači na heslo „Interpretace“ nenajdete nic. Tedy
nenajdete ani konstrukce interpretačních systémů, ani odborné
články, ani metodologická pojednání. Najdete tam ale
zaručeně, kdo a jak interpretoval Beethovenův koncert C moll
a kdy. Pokud se dostanete v určitých odborných zdrojích
k interpretačnímu systému, najdete lépe či méně vyvinutý
pravidlový systém možná obohacený o techniku lingvistické
aproximace. V každém případě ale dostanete něco, co je blíže k
rozpoznávání a klasifikaci, než k interpretaci. Nám jde ale o
interpretaci, jako o cestu k získání nové nepreformované
znalosti (nikoli o identifikaci pachatelů).
Na problematice Interpretace nových struktur pracovali
v minulosti doktorandi: Ing. Miroslav Tlapák, Ing. Tomáš
Brandejský, Ing. Mgr. Jakub Jura. V současné době začíná
tento problém studovat Ing. Martin Novák.
Závěrem tohoto odstavce si dovolím opět vzpomenout na
problematiku interpretace v kvantové mechanice. Je znám spor
dvou velikánů – Alberta Einsteina a Johna Bella - o možnost
vysvětlit svět makrostruktur z mikrostruktur kvantové
mechaniky, který pak vede na problematiku skrytých
parametrů a dimenzí. Prof. Glashow samozřejmě pracoval od
počátku s faktem, že přidání slabé interakce k interakci
gravitační a elektromagnetické tento problém neřeší.
V nejlepším případě se dimenzionalita fyzikálního světa zvýší
ze 4 na 6 (ale to jen pro “opravdové” kvantové fyziky). Ale i
“opravdoví” fyzici dnes přiznávají, že s využitím současných
přístupů kvantové mechaniky problém interpretace řešitelný
není.
Pokud má stroj dělat interpretaci nových struktur – pak na
základě srovnávání morfologie. (Tak se to naučil od Noama
Chomskyho z rozpoznávání jazyků.) Srovnejme stavové
diagramy obr. 1. a 2.
S4
S5
A zcela na závěr tohoto odstavce dodám, že obecná teorie
interpretace legálně neexistuje. Zatímco právníci se úzkostlivě
drží pojmu „precedent“ (judikát) a zvažují každou možnou
novou interpretaci posuzovaného právního aktu, celá velká
rodina disciplín si starosti nedělá. Jedná se zejména o
kosmologii, teologii, archeologii, paleontologii a historii.
Těžko si lze představit, co by přijetí, byť jen návrhu, obecné
teorie interpretace, pro ně znamenalo.
S2
S9
S13
S6
S7
S3
S15
C. Syntézy materiálů jako emergence v komplexních
systémech
Přestože se zařazení tohoto tématu k výzkumu komplexních
systémů na ústavu Přístrojové a řídicí techniky může zdát jako
trochu „příliš“, pokusím se ukázat, že s tímto tématem se tu
nabízí produktivní zjednodušení v charakteristikách, které jsme
uvedli v Úvodu. (Kromě toho, u řady syntetizovaných
technických materiálů se proměřují také nezanedbatelné
optické vlastnosti, které do zájmů odboru Přesné mechaniky a
optiky ústavu patří.)
Obr. 1.
S12
S4
S9
S2
S13
S6
S10
S18
Místo uvedených devíti charakteristik postačuje pouze pět:
-
Obr. 2.
4
Síť interagujících prvků,
-
Schopnost
modelů),
formování
-
Samoorganizace,
-
Emergentní chování,
-
Multirozměrovost.
kompartmentů
(lokálních
Multirozměrovost:
Komplexní systémy nelze korektně charakterizovat pohybem
hodnot
jediné
proměnné.
V případě
uvedeného
technologického materiálu se zjišťuje, měří a vypočítává, např.:
Podotýkám, že jde spíše o snahu popsat nějaký systém, jako
komplexní systém, nikoli o to, že by nějaký systém skutečně
takový byl. Uvádím dva příklady:
Molekulu C13H10O4S technologického materiálu, [5], [6] (pro
kterou jsme naší metodou vypočítali její modifikaci C12H6O4, a
mj. uvedli do sborníku „Trendy 2014“, (obr. 3) a příklad velké
klasické knihovny o 100 000 svazcích.
-
geometrická
poloha
v komparmentu,
-
hustoty
nábojů
kompartmentu,
-
hustoty stavů,
-
speciální optické vlastnosti individuálního krystalu
materiálu.
v okolí
jednotlivých
jednotlivých
atomů
atomů
Hodnoty a průběhy těchto vlastností neslouží ani tak k popisu
materiálu se snahou o odlišení od jiných technologických
materiálů (při případném sporu o to, který je který), ale sledují
jeho začlenění do vyššího systému (resp. jeho technologické
využití podle jeho elektronických a optických vlastností).
V daném případě jsou elektronické vlastnosti dány rozložením
hustot náboje v okolí atomů a optické vlastnosti materiálu jsou
charakterizovány průběhem dielektrické funkce ε(q, ω), (q je
hybnost a ω je frekvence).
Vraťme se nyní k porovnání popisu a využití popisu uvedeného
technologického materiálu jako komplexního systému, s
popisem velké klasické knihovny a 100 000 svazcích.
Žádnou z uvedených charakteristik u příkladu knihovny
nenajdeme. (Ledaže bychom považovali za emergentní chování
náhlý pád regálu.)
V tomto tématu ale nejde jen o popis systémů odlišující
komplexní systémy od systémů složitých nebo rozsáhlých
(Large Scale). Jde spíše o jinou cestu ke vzniku nových
struktur materiálů. Dosud se dostáváme ke struktuře materiálů
(tj. tvarů typu na obr.3.) přes jejich kvantitativní
charakteristiky. To má ale svá omezení.
Obr. 3.
Síť interagujících prvků:
Na obr. 3. se vyskytují atomy vodíku H, kyslíku O, uhlíku C a
Síry S. Atomy jsou spojeny chemickými vazbami, (o kterých
nemusíme hovořit, ale které reprezentují vzájemnou interakci).
Není zas tak vzdálená doba, kdy se tvary atomů (tj. zejména
rozložení elektronů na orbitalech) vypočítávaly podle
Schrödingerovy rovnice. S postupem ke strukturám molekul
(resp. kompartmentů) se tato cesta ukázala metodicky i
výpočetně spíše náročná. V práci [6] jsme se snažili ukázat, že
ke tvarům kompartmentů (typu obr. 3.) by mohla vést jiná,
podstatně jednodušší, cesta, která je blíže komplexním
systémům.
Schopnost formování kompartmentů (lokálních modelů):
Hovoříme sice o molekule, ale chemici mluví o jednotkových
buňkách látky. Jde o lokální model (kompartment), který se
vyčlenil (možná lépe „člověk ho vyčlenil) z množství atomů a
jejich vazeb, které charakterizují uvedený technologický
materiál. Tady přicházejí otázky společné pro celou chemii:
Kdo a jak tento kompartment sestrojil? Skutečně existuje, nebo
jde o spekulaci našeho mozku, abychom porozuměli a mohli
pokračovat interpretací?
Na tomto tématu zatím nikdo z mých doktorandů explicitně
nepracuje. Věřím však, že najdu zájem i podporu u jaderných
fyziků (Dr. Pavel Krist a můj staronový doktorand Ing.
Olšanský).
Samoorganizace:
IV.
Ať již jde o aktivitu přírody nebo našeho mozku, musíme
syntézu kompartmentu „přidělit“ určitému samoorganizujícímu
jevu, který detailně neznáme.
ZÁVĚR
Od dob, kdy jsem byl vedoucím ústavu Přístrojové a řídicí
techniky (2005-2009), jsem měl snahu sjednocovat pole
výzkumu na jednotlivých odborech. Nasvědčoval tomu i
výzkumný grant „Vývoj metody stanovení toků energie a látek
ve vybraných ekosystémech, návrh a ověření principů
hodnocení hospodářských zásahů pro zajištění podmínek
Emergentní chování:
Emergentní jev jsme představili v modifikaci této buňky (z
obr.3.) na buňku C12H6O4S. Jev byl diskrétní, okamžitý, bez
zjevné souvislosti s C13H10O4S.
5
autoregulace“ (2006-2011), který jsem na fakultě řídil, a který
uspokojil řadu zájmů ze všech tří odborů.
[2] D. Stys, J. Bila, J.Jura, P. Jurus, “Measurement in Complex Systems”,
The first version of Study Branch, CTU in Prague, Prague, 2014, unpublished.
Tento článek, který mapuje aktivity na ústavu Přístrojové a
řídicí techniky v rámci tři směrů témat oblasti Komplexní
systémy, sleduje podobný cíl, i když ne v tak široké míře, jako
v letech 2006-2011.
[3] J. Bila, “Processing of Emergent Phenomena in Complex Systems,” in:
International Journal of Enhanced Research in Science Technology and
Engineering, Vol. 3, No. 7, (2014), 1-17.
[4] J. Jura, “Interpretation process in conceptual re-design of systems,”
Ph.D. Thesis, Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague, 2012.
[5] A. Sikander, J. Bila, H. Karmarudin, A.H. Reshak, “Elektronic
Structure, Electronic Charge Density and Optical Properties of 3-methyl-1,4dioxo-1, 4- dohydronaphtalen-2-yl-sulfanyl (C13H10O4S),” in: International
Journal of Electrochemical Science 9, 445-459 (2014),
[6] J. Bila, “Syntheses of Technological Materials as Emergences in
Complex Systems,” 20th Intern. Conference on Soft Computing – MENDEL
2014, vol. 1, pp. 255-262, June, 2014.
[7] M. Novak, “Inference module for the modeling of micrometeorological
states in an ecosystem,” Master thesis, Faculty of Mechanical Engineering,
Czech Technical University in Prague, 2014.
PODĚKOVÁNÍ
Děkuji doc. Ing. Janu Chyskému, CSc., vedoucímu ústavu
Přístrojové a řídicí techniky, za podporu aktivit v rámci oblasti
Komplexní systémy i za podporu práce mých doktorandů.
Děkuji prof. Ing. Ivanu Uhlířovi, DrSc. za realizaci kontaktů
s universitou PERLIS v Malaysii i za tolerantní a velkorysé
kroky v této souvislosti.
Děkuji děkanovi fakulty strojní prof. Ing. Michaelovi
Valáškovi, DrSc. za nepřímou podporu aktivit v oblasti
Komplexní systémy.
[8] P. Krist, J. Bila, D. Chvatil, “Genetic algorithm-based optimal fuzzy
control system for the MT 25 microtron,“in: Journal of Instrumentation, vol.8,
DOI: 10.1088/1748-0221/8/05/T05003, 2013.
a.
[9] A. Sanayei, I. Zelinka, O. Rössler (Editors), “Interdisciplinary Symposium
on Complex Systems – ISCS 2013,”,in: Emergence, Complexisty and
Computation, Springer Verlag Berlin, Heidelberg, 2014.
LITERATURA
[1] Lee Seldom Glashow, “How new things and ideas come in the world”,
Lecture presented in 10th of May 2012 in CTU in Prague, Computation and
Information Centre of CTU in Prague, Prague 2012.
[10] J. Bila, J.Pokorny., “Interpretation of new state structures in Qualitastive
models of Selected Ecosystem functions,” In review process, Ecological
Modelling, 2015.
6
Síť pro paralelní optimalizaci a výpočty
Cyril Oswald
Ústav přístrojové a řídící techniky
ČVUT v Praze
Matouš Cejnek
Ústav přístrojové a řídící techniky
ČVUT v Praze
úkoly v Pythonu spouštěly jiné aplikace (například spustitelné
soubory nebo skripty napsané v jiných jazycích).
Abstract—Tento článek prezentuje dosažené výsledky při
tvorbě výpočetní sítě více počítačů pro paralelizaci výpočtů
v jazyce Python. V současné době je možné pustit centrální server
na libovolném počítači, přes webové rozhraní zadat úkoly tomuto
serveru a ten je schopný je následně distribuovat mezi výpočetní
uzly, které se k serveru připojí.
II. ARCHITEKTURA VÝPOČETNÍ SÍTĚ
Pří plánování výpočetní sítě, jsme vycházeli z předpokladu,
že síť musí být schopná zorganizovat co nejvíce počítačů a
distribuovat mezi ně úkoly efektivním způsobem, přitom je
nutné udržet na jednom místě přehled o veškeré činnosti sítě. Z
tohoto důvodu jsme se přiklonili k silně centralizované podobě
sítě.
Keywords—výpočetní sít, paralelní výpočty
I. ÚVOD
V oboru soft-computing je potřeba provádět velké množství
výpočtů. Tyto výpočty je možné rozdělit na paralelizovatelné
(ty kde výpočet části nezávisí na ostatních – předchozích
částech) a na neparalelizovatelné, u kterých je nutné znát
předchozí výpočet k tomu aby bylo možno pokračovat.
A. Server
Na vrcholu sítě je jeden server. Kterému jsou (webovým
rozhraním) zadávány úkoly. Server převezme od klienta úkol a
uloží ho do databáze jako projekt s jednotlivými úkoly, které
pak na požádání vydává jednotlivým výpočetním uzlům. Při
přihlašování uzlů je kontrolována hardware adresa počítače a
jeho jméno a heslo. Zároveň se synchronizuje nastavení uzlu s
informace o něm uložené v databázi. Dalším úkolem severu je
předběžná validita úkolu zadaného klientem a ověření práv
uživatele.
Při zpracování časových řad pomocí neuronových sítí a
podobných úkonech, které provádíme, není možné jednotlivé
výpočty rozdělit na nezávislé části. Často je ale vyžadováno
opakování celé simulace (množiny posloupných operací nad
časovou řadou). Tento požadavek může vzniknout z různých
důvodů, například:

Možnost nebo nutnost rozdělit data na úseky

Provádění výpočtů pro velké sady nezávislých
záznamů

Otestování programu pro různé vstupní nastavení
(hledání ideální parametrů simulace)
Technologie použitá pro server na straně serveru je
Django [1] a na straně klienta to je angular.js. Databáze pro
skladování veškerých dat o klientech, úkolech i výpočetních
uzlech je momentálně SQLite. Komunikace mezi serverem a
klientem i mezi serverem a výpočetními uzly probíhá přes
HTTP (Hyper Text Transfer Protocol). Formát pro výměnu dat
je JSON (JavaScript Object Notation).
Pro urychlení takovýchto výpočtů se nabízí hned dvě
řešení. První řešení spočívá ve využití lepších výpočetních
prostředků (speciálních počítačů), zatímco druhé řešení spočívá
ve využití většího množství počítačů. Pro univerzity a podobné
instituce, je výhodné vydat se druhou cestou, protože tyto
objekty disponují velkým množstvím počítačů, které jsou
většinu dne nevyužity. Zatímco druhé řešení je pro tyto
podniky nevýhodné z důvodu nutnosti pořizování vybavení,
které je nákladné a jinak nepotřebné.
B. Výpočetní uzel
Výpočetní uzel (farma) je označení pro počítač, který se
připojuje k serveru proto, aby vyřešil některé z úkolů zadané
klientem. Námi navržená aplikace umožňující počítači státi se
farmou se skládá ze dvou aplikací – manageru a výpočetního
jádra.
Manager je aplikace, která spravuje nastavení výpočetního
uzlu. Nastavení uzlu obsahuje informace o uzlu jako jsou
přihlašovací údaje, jeho id v síti, počet dostupných procesorů,
zda je možné tento počítač zapínat po síti a v neposlední řadě
také adresa a port serveru. Dalším jeho úkolem manageru je
registrace uzlu do sítě a jeho přihlašování k síti. Po přihlášení
uzlu k síti manager spustí několik instancí výpočetního jádra.
Jejich počet je defaultně nastaven na počet CPU počítače, ale
majitel uzlu toto číslo může snížit, pokud chce počítač sám na
Z těchto důvodů jsme si zvolili jít cestou využití stávajících
počítačů, které již škola vlastní a jsou většinu času nevyužité.
Jelikož majorita naší práce je prováděna v jazyce Python, tak i
v tomto jazyce je výpočetní síť vytvořena a je primárně určena
pro organizaci paralelního chodu právě skriptů napsaných v
jazyce Python. Není ale vyloučeno použít síť k tomu, aby
7
něco využívat ve stejném čase, ve kterém počítač pracuje pro
výpočetní síť.
jsme nakonec přistoupili pouze k opatření, že farmy nebudou
prozatím běhat na počítačích, které jsou atraktivní cíle a bude
důsledně zaznamenáváno, kdo vytvořil jaký úkol. Případný
útočník by byl takto okamžitě odhalen. Problémem
zabezpečení proti zhoubnému kódu od klienta se budu více
zabývat v diskuzi.
Výpočetní jádro provádí samotné dotazování na server pro
úkoly, řešení úkolů a vracení odpovědi. V případě že není
možné provést výpočet (úkol obsahuje chybu, kterou neodhalil
server při vytváření úkolu), výpočetní uzel vrátí hlášení o
chybě spolu se zprávou popisující příčinu chyby. Tato odezva
je uložena místo výsledku do databáze serveru, aby klient mohl
zjistit, kde udělal chybu při zadávání úkolu.
III. ZÁVĚR
Vytvořili jsme jednoduchou serverovou aplikaci pro
organizaci a sledování úkolů a aplikaci pro výpočetní uzly.
Uzly jsou schopné připojit se k serveru a přijmout od něj úkol,
zadaný klientem přes webové rozhraní. Klient může
kontrolovat vyřešené úkoly přes webové rozhraní. Učinili jsme
základní opatření pro bezpečnost provozu této výpočetní sítě.
C. Zabezpečení
U takovýchto aplikací, jako je výpočetní síť je velké riziko,
že se aplikace stane cílem útoku. Tento problém je dán
samotnou podstatou aplikace, které využívá kód zadaný
klientem a předává ho dalším počítačům, které ho provádějí.
Prostor pro různé formy útoku je zde hned minimálně na třech
místech – v kódu, které zadává klient, v maligním podstrčeném
výpočetnímu uzlu a v samotné webové aplikaci.
IV. DISKUZE
Jak již bylo opakovaně zmíněno dříve, je toho stále hodně
co zlepšit na námi vytvořené výpočetní síti. Podle našich úvah,
by se budoucí vývoj by se měl ubírat hlavně těmito směry:
Webová aplikace sama o sobě nepředstavuje velké
nebezpečí ve formě jak jí my provozujeme. Veškeré
uživatelské vstupy jsou chráněny mechanismy webového
frameworku Django [2] proti běžným útokům jako jsou [3]:

XSS – vkládání zhoubného javascript kódu do
uživatelských vstupů.

CSRF – podstrkování maligních webových formulářů
prověřeným uživatelům

SQL injection – vkládání zhoubného SQL kódu do
uživatelských vstupů

Zabezpečení, které umožní, aby síť mohli používat i
lidé mimo naší výzkumnou skupinu.

Samoregulace výkonu – automatické spouštění farem
přes LAN v případě potřeby a automatické vypínání
farem v případě nedostatku práce
Otázka budoucích zabezpečení sítě nemá zatím
jednoznačnou odpověď. Nabízí se několik odlišných strategií,
jak k problému přistoupit. Není vyloučena ani možnost
vytvoření různých úrovní důvěry pro jak klienty tak farmy,
které budou předurčovat jejich možnosti účasti v síti podle
důvěryhodnosti.
Větší riziko než samotná webová aplikace pro výpočetní síť
představují maligní podstrčené farmy. Jedná se o upravené
farmy, které se nechovají tak jak by měli. Jelikož farmy
komunikují se serverem přes HTTP a ke zpracování jejich
požadavků jsou použity pouze standardní mechanismy
webového frameworku, tak je aplikace dostatečně chráněna
před kódem zhoubným pro server. Jediné riziko zde tedy
zůstává, že nakažená farma by mohla vracet špatné výsledky.
Výpočetní síť by nikdy neměla být použita k výpočtu citlivých,
nebo kritických informací a proto by tento druh útoku neměl
být lákavým cílem pro žádného útočníka. Navíc každá farma v
naší síti je zaregistrovaná a má vlastníka, takže v případě
podstrčení nakažené farmy, bude jasné, kdo za útokem stál.
Pro samoregulaci výkonu jsme již začali experimentovat s
možností wake-on-lan (spouštění počítačů přes LAN) a
automatickým vypínáním farem, ale finální podoba logiky na
straně serveru ani farem prozatím nebyla rozhodnuta.
PODĚKOVÁNÍ
Projekt je podporován grantem: Nekonvenční a kognitivní
metody zpracování signálů dynamických systémů II , 2015 2017 , SGS15/189/OHK2/3T/12
REFERENCE
Pravděpodobně největší riziko pro výpočetní síť spočívá v
podstrčení zhoubného úkolu. Zde se jako zabezpečení nabízí
hned několik možností. Nejdůkladnější možnost je pouštět
veškerý kód na farmách v sandboxu (ochranný program, který
neumožní aplikaci zasáhnout mimo povolené oblasti a provést
nepovolené operace). Zde ale vzniká problém, že není možné
využívat import a vstupovat do systému souborů, což by činilo
výpočetní síť jen velmi málo použitelnou. Z tohoto důvodu
[1]
[2]
[3]
8
“Django,” Django. [Online]. Available: https://www.djangoproject.com/.
[Accessed: 17-May-2015].
“Django Documentation,” Django Documentation. [Online]. Available:
https://docs.djangoproject.com/en/1.8/. [Accessed: 17-May-2015].
M. Christodorescu, Ed., Malware detection. New York: Springer, 2006.
Adaptivní referenční detekce změn
chování soustav v regulačním obvodu
Miroslav Erben
Ivo Bukovský
Ústav přístrojové a řídicí techniky
ČVUT v Praze, Fakulta strojní
Praha, Česká republika
[email protected]
Ústav přístrojové a řídicí techniky
ČVUT v Praze, Fakulta strojní
Praha, Česká republika
[email protected]
Abstrakt—Příspěvek popisuje přístup k okamžité detekci
neočekávaného chování dynamické soustavy v důsledku změn
parametrů soustavy v uzavřeném regulačním obvodu. Metoda je
založena na adaptaci prediktivního modelu a je v principu
schopna detektovat změny chování soustavy okamžitě s každým
jednotlivým nově naměřeným vzorkem dat. Takováto detekce se
ukazuje jako problematická v případě skokových změn žádané
veličiny s rozdílnou amplitudou a článek dále představuje návrh
modifikace metody pro různě velké skoky žádané veličiny.
diskrétním okamžiku
aproximuje. Jako model byl použit
jednoduchá lineární neuronová jednotky, model aktuální
hodnoty regulované veličiny je tento
(1)
kde
je vektor vah neuronu a
neuronové jednotky
.
(2)
Klíčová slova—regulační obvod, „novelty detection“, detekce
změn, adaptivní model
I.
je vstupní vektor do
Vstupní vektor je složen z minulých skutečných hodnot
regulované veličiny , z aktuální a případně i minulých hodnot
požadované veličiny , pokud není parametr
zvolen jako
rovný nule.
ÚVOD
Regulace systému pomocí regulačního obvodu s
regulátorem typu PID je nejběžnějším způsobem regulace v
řízení technologických procesů. Pro správnou funkci regulátoru
je jej třeba správně nastavit. Nastavení regulátoru se zpravidla
provádí při prvním spuštění procesu a dále během provozu se
nemění. Ovšem během činnosti regulačního obvodu mohou
nastat změny v řízeném systému. Důsledek těchto změn je do
jisté míry potlačen činností regulátoru, tudíž nemusí být patrné
při pouhé vizuální kontrole průběhu výstupu regulačního
obvodu. Detekce těchto změn může poskytnout informaci o
tom, nakolik je stále platné nastavení regulátoru a také může
spouštět samočinné přenastavení parametrů regulátoru.
Pokud je třeba sledovat soustavu s dopravním zpožděním
, do vektoru
se vloží starší hodnoty žádané veličiny
,
kde
signálu.
(3)
je periodou vzorkování a zároveň i vyhodnocování
Mechanismus adaptace použitý pro lineární neuron je
založen na klasické optimalizační metodě prvního řádu
gradient descent. V každém okamžiku je upravován vektor
vah neuronu následujícím výpočtem
Článek zkoumá možnosti využití metody detekce
neočekávaných hodnot v časových řadách biosignálů [3], pro
okamžitou detekci změn chování dynamických soustav v
uzavřených regulačních smyčkách s PID regulátory. V oblasti
detekce neočekávaných stavů na poli výpočetních metod je v
první řadě třeba rozlišovat metody statistické [5] a metody
založené na neuronových sítích [6]. Ze statistických metod
detekce neočekávaných hodnot časových řad je třeba zmínit
Pincusovu entropii vzorku [7] a rozšíření metody [8]. Tento
článek je zaměřen na využití metod detekce s učením systému,
které obecně jasně patří do neuronových sítí [9]. Systémy
detekce s učením mohou detekovat chyby [4] [10], nestálé
změny [2] nebo také změny kódování a dekódování [1].
,
,
(4)
(5)
kde
vyjadřuje normalizovanou rychlost učení, ta je
závislá na vstupu neuronu a z následujícího vztahu vyplývá,
že v závislosti na je menší než výchozí rychlost učení
.
(6)
Ve vztahu (5)
vyjadřuje chybu
hodnoty regulované veličiny je
.
modelu aktuální
(7)
Samotná změna chování je pak vyjádřena nenulovými
hodnotami výrazu, který vyjadřuje kombinaci velikosti chyby
modelu a míry adaptace modelu
II. PRICIP DETEKCE ZMĚN
Zkoumaný způsob detekce změn systému spočívá v
průběžné analýze výstupního signálu regulované veličiny
pomocí průběžně se adaptujícího modelu, který jej v každém
.
9
(8)
Výsledkem je vektor parametrů novosti odpovídající
každému koeficientu polynomu adaptivního modelu. Pro
vyhodnocení a jednoduché zakreslení do grafu byly všechny
prvky vektoru
sečteny, tuto sumu prvků vektoru
označíme
.
Význam učení pro tuto metodu je dvojí, jednak že samotná
míra přeučování modelu je podkladem pro detekci změny a
zadruhé, přizpůsobení změně modelu umožní reagovat na další
změnu. Pokud by se nepřizpůsoboval, získaná
by
vyjadřovala odchylku od počátečního stavu kdy byly výstupy
modelu i regulační obvodu shodné. Toto by se dalo využít pro
například pro automatickou změnu nastavení regulátoru při
překročení určité hodnoty
.
III. TEORETICKÁ ANALÝZA
Pro ověření vhodnosti použití výše popsaného způsobu
detekce byly provedeny simulace regulačního obvodu se
soustavami s přenosy
Obr. 1: Průběh regulované veličiny a její modelované hodnoty. Dolní graf
zachycuje průběh parametru ND, detekujícího změny soustavy
(t=1000,2000,3500,5000 [s] viz Tab.I).
(9)
Simulací bylo zjištěno, že skoková změny požadované
hodnoty působí nárůst parametrů
v okamžiku této skokové
změny i pokud nedošlo k žádné změně soustavy. Pulzy
vyvolané skokovými změnami mohou být větší než ty
vyvolané změnami soustavy, při většině simulací byly v
získaném signálu dominantní a takřka zcela zastínily nárůsty
signálu pocházející od detekovaných změn.
(10)
Pro soustavu prvního řádu byl pro řízení použit PI
regulátor, pro soustavu druhého řádu byl užit regulátor PID,
parametry regulátorů byly určeny metodou SIMC popsanou v
[11]. Parametry regulátorů nebyly během simulací měněny,
nebyl použit žádný mechanismus adaptace parametrů.
Parametry regulátoru jsou = 1,25; = 10 s; = 2 s.
Jedním z možných řešení je odfiltrování pulzů od
skokových změn, k tomuto účelu byl použit referenční signál,
který byl získán stejně jako
signály s tím rozdílem, že pro
výpočet modelu byly použity starší váhy neuronu, z období,
kdy ještě neprobíhala adaptace na nové parametry soustavy
Detekce změn systému byla testována pro změnu dynamiky
systému představovanou změnou časové konstant
resp.
konstant a .
(12)
Dosažené výsledky budou níže ukázány na příkladu
simulací při použití soustavy 2. řádu s dopravním zpožděním
.
kde je počet vzorků, o který jsou váhy starší než aktuální.
Pro takto získaný referenční model regulované veličiny se
vypočítá obdoba
následujícím postupem:
(11)
(13)
Parametry adaptivního modelu byly
,
a
. Během simulace byly provedeny čtyři změny
časových konstant soustavy (Tab. 1), perioda vzorkování byla
1 [s] a celková doba simulace byla 6000 [s].
,
(15)
Výsledkem je vektor hodnot signálů
, které mají
obdobný průběh jako
s tím rozdílem, že obsahují jen
reakci na skokovou změnu žádané veličiny. Z odlišnosti
signálů pak můžeme usuzovat na změnu soustavy v uzavřeném
regulačním obvodu:
TABULKA I ZMĚNY ČASOVÝCH KONSTANT SOUSTAV (9) A (10) BĚHEM
SIMULACE REGULAČNÍ SMYČKY
číslo
změny
Změna parametrů soustavy
Čas změny [s]
T1 [s]
T2 [s]
1
1000
8,3
2,4
2
2000
11,7
2,5
3
3500
14
2,75
4
5000
10
2,5
(14)
(16)
,
Na grafu níže je průběh regulované veličiny a její
modelované hodnoty, žádaná veličina měla harmonický
průběhu s proměnnou
frekvencí. Výše popsaná metoda detekce změn jasně ukazuje
na okamžiky, kdy došlo ke změně soustavy.
(17)
kde je koeficient zajišťující numerickou stabilitu, jeho
hodnota by měla být velmi malá, použito bylo 10-6.
10
Pro zvýšení robustnosti metody je tedy možné RND počítat
pro více různých posunutí vah
a průběžně vyhodnocovat
celý soubor získaných signálů. Již z prostého součtu signálů je
možné identifikovat časy změn soustavy.
Z matematického vyjádření metody plyne, že k detekci
změny soustavy dochází až v okamžiku změny žádané
veličiny, kdy se může projevit pozměněná dynamiky soustavy
a také to, že velikost
závisí na velikosti změny žádané
veličiny. To může způsobit, že při malé velikosti skoku po
změně soustavy může být správně detekovaná změna
dynamiky zastíněna chybou vzniklou při velké změně žádané
veličiny bez změny soustavy.
IV. ZÁVĚR
Byla ověřena možnost použití detekce založené na
adaptujícím se prediktivním modelu pro sledování změn
dynamiky soustavy v uzavřeném regulačním obvodu.
Výsledkem je návrh způsobu potlačení poruch detekce při
skokových změnách žádané veličiny.
Obr. 2: Průběh regulované veličiny yr a její modelované hodnoty y. Dolní graf
zachycuje průběh parametru RND, detekujícího změny soustavy čase
t=2000[s], zatímco detekce běžných skokových změn žádané veličiny jsou
potlačeny oproti ND v prostředním grafu.
REFERENCE
[1]
C. Alippi et al, A prior-free encode-decode change detection test to
inspect datastreams for concept drift. 2013. s. 1–6. .
[2] C. Alippi, M. Roveri, Just-in-time adaptive classifiers #x2014;Part I:
Detecting Nonstationary Changes. 2008. Vol. 19, no. 7, s. 1145–1153. .
[3] M. Cejnek et al, Another adaptive approach to Novelty Detection in
Time Series [online]. [s.l.]: Academy & Industry Research Collaboration
Center (AIRCC), 2014. s. 341–351. [cit. 2015-01-20]. Dostupné online:
<http://www.airccj.org/CSCP/vol4/csit41929.pdf>.
[4] M.A. Demetriou, M.M. Polycarpou, Incipient fault diagnosis of
dynamical systems using online approximators. 1998. Vol. 43, no. 11,
s. 1612–1617. .
[5] M. Markou, S. Singh, Novelty detection: a review—part 1: statistical
approaches. 2003. Vol. 83, no. 12, s. 2481–2497. [cit. 2015-01-07]. . .
[6] M. Markou, S. Singh, Novelty detection: a review—part 2:: neural
network based approaches. 2003. Vol. 83, no. 12, s. 2499–2521. [cit.
2015-01-07]. . .
[7] S. M. Pincus, Approximate entropy as a measure of system complexity.
1991. Vol. 88, no. 6, s. 2297–2301. .
[8] J.S. Richman, J. R. Moorman, Physiological time-series analysis using
approximate entropy and sample entropy. 2000. Vol. 278, no. 6,
s. H2039–2049. .
[9] S. Marsland, Novelty detection in learning systems. 2003. Vol. 3,
s. 157–195. .
[10] A.B. Trunov, M.M. Polycarpou, Automated fault diagnosis in nonlinear
multivariable systems using a learning methodology. 2000. Vol. 11,
no. 1, s. 91–101. .
[11] M. Vítečková, Jednoduché seřízení regulátorů metodou SIMC [online].
2006. Dostupné online <http://www.atpjournal.sk/buxus/docs/casopisy/
atp_plus/plus_2006_2/plus50_54.pdf>.
Obr. 3: Průběhy RND pro různě zpětně posunuté vah w(k-p), kde je vidět, že
kvalita zachycení změn systému závisí na zpětném posunutí vah p.
Úspěšnost detekce změn závisí na správně zvoleném zpětném
posunutí vah , což není vhodné pro praktické použití metody,
bylo by nutné nejdříve toto vhodné posunutí najít. Toto je vidět
na výsledcích simulace, kde byla žádaná hodnota neperiodicky
měněna z 0,1 na 1 a
vypočítáno pro 15 různých
zpětných posunutí. Při některých posunech nebyla některá ze
změn zachycena a naopak se objevily chybné detekce.
11
Příprava fluorescenčních nanodiamantů
Z. Remeš
P. Krist, D. Chvátil
Laboratoř fotoelektrické a optické spektroskopie
Fyzikální ústav AV ČR, v.v.i.
Cukrovarnická 10, 162 00 Praha 6
Oddělení urychlovačů
Ústav jaderné fyziky AV ČR, v. v. i.
Hlavní 130, 250 68 Husinec – Řež
[email protected]
[email protected]
J. Mičová
R. Effenberg
Oddělení analýzy funkčních materiálů
Fyzikální ústav AV ČR, v.v.i.
Na Slovance 2, 182 20 Praha 8
Ústav chemie přírodních látek
Vysoká škola chemicko-technologická Praha
Technická 5, 166 28 Praha 6
využití optické detekce magnetickou rezonancí [4] a (5)
chemicky
řízená
flourescence
pomocí
chemického
povrchového potenciálu [5].
Abstract—Již před časem bylo publikováno, že fluorescenční
diamantové nanočástice se ukazují jako slibné luminiscenční
detektory pro „bioimaging“, které mohou být srovnatelné s
fluorofory a kvantovými tečkami. V této práci se zabýváme
tvorbou NV (dusík – vakance) center v diamantových nanokrystalech za použití svazku energetických monochromatických
elektronů. Nanodiamantový prášek byl ozařován elektronovým
svazkemzískaným na urychlovači mikrotron MT 25. Při
ozařování bylo na terči dosaženo nábojové hustoty několik
C/cm2. Svazek elektronů byl kolimován do plochy 0,5 cm2 s
využitím energií od 8 do 22 MeV. Formující se NV centra jsou
aktivovaná pomocí vysokoteplotního žíhání ve vakuu.
Nanodiamanty jsou dále upravovány oxidací a sonifikací, které
vedou k odstranění sp2 uhlíku z jejich povrchu. Tato operace
zároveň zajišťuje stabilní koloidní roztok s koncentrací 1 mg/ml s
elektro-kinetickým (zeta) potenciálem okolo – 35 mV. Naměřená
fluorescenční spektra ukazují, že výtěžek fluorescence stoupá
lineárně s obdrženou dávkou při dané energii primárních
elektronů. Tvar terče byl navržen na základě simulací
provedených v software Fluka – Monte Carlo kód.
Keywords—nanodiamanty;
fotoluminiscence;
elektronový urychlovač; NV centra
I.
Vhodné je využít diamantu typu Ib vyrobeného metodou
„high temperature high pressure“ (HPHT), který obsahuje
dostatečné množství dusíku. Pro vytvoření NV center je nutné
diamant vhodně ozářit a vyžíhat při vysoké teplotě [6].
Diamant je velmi radiačně odolný materiál, ale vzniklé
poruchy (vakance a intersticiály) jsou při pokojové teplotě
nepohyblivé – stabilní [7].
e
5
2
4
3
mikrotron;
1
RF pulse
ÚVOD
Diamant je opticky transparentní polovodič s širokým
zakázaným pásem. Jeho fluorescence ve viditelném a blízkém
infračerveném spektru je způsobena barevnými centry
navázanými na bodové defekty v krystalové mříži [1]. NV
(dusík – vakance) centrum je jeden z možných bodových
defektů v krystalové mřížce diamantu. Sestává z páru
neobsazeného uzlu mřížky a atomu dusíku, který nahrazuje
atom uhlíku [2]. Toto barevné centrum se může nacházet ve
dvou stavech, neutrálním (NV0 emise na 575 nm) a negativním
(NV- emise na 637 nm). NV centra vykazují následující
vlastnosti: (1) jasně červená fluorescence při pokojové teplotě,
(2) fotostabilita nevykazující „blednutí“ typické pro organické
fluorofory nebo blikání typické pro QDs (kvantové tečky), (3)
lineárně vzrůstající intenzita se vzrůstající koncentrací párů
NV, (4) paramagnetický elektronový základní stav umožňující
Obr. 1. Schéma mikrotronu MT 25. 1 – urychlovací rezonátor se zdrojem
elektronů, 2 – vakuová komora (magnet), 3 – trajektorie elektronů, 4 –
nastavitelný vývod svazku, 5 – první deflektor (dipólový magnet)
Tvorba NV center byla zkoumána detailně v monokrystalu
diamantu,
ale
systematické
studie
fluorescenčních
nanodiamantů (FND) byly zahájeny teprve nedávno. Efektivní
výroba FND získaných pomocí ozařování elektrony je
publikována v článcích [8], [9], [10]. Fluorescenční
diamantové nanočástice o velikosti několik desítek nm byly
nedávno představeny jako slibné sondy pro fluorescenční
zobrazování v biotechnologii a medicíně, kde mohou
konkurovat běžně používaným fluoroforům a kvantovým
12
tečkám [11]. In vivo zkoumání biomolekulárních procesů
uvnitř živých buněk bez narušení jejich normální funkce je
důležité pro základní pochopení buněčných funkcí, jako jsou
například buněčné signalizační mechanismy, normální nebo
abnormální růst buněk (nádorů), dopravování léků atd. [12].
V této práci jsme se zabývali zkoumáním tvorby NV center
v diamantových nanokrystalech s využitím svazku monochromatických energetických elektronů. Nanodiamantový
prášek byl ozářen těmito elektrony získanými pomocí
urychlovače mikrotron MT 25. Svazky elektronů využité ve
studii jsou tedy s diskrétními energiemi od 8 do 21,3 MeV.
Cílem bylo optimalizovat metodu tvorby NV center s ohledem
na fluorescenční výtěžky a cenu produkce FND.
II.
EXPERIMENT
A. Ozařování monoergetickými elektrony
Urychlovač elektronů mikrotron MT 25 instalovaný
v Ústavu jaderné fyziky AV ČR, v.v.i. v Praze je klasický typ
mikrotronu, kruhového urychlovače elektronů, viz Obr. 1. Ve
vakuové komoře urychlovače elektrony obíhají po kruhových
drahách, které mají společný tečný bod. V tomto bodě je
umístěn urychlovací rezonátor. Rezonátor je napájen
mikrovlnným zářením (RF) a elektrony jsou urychlovány
konstantním elektrickým polem s konstantní frekvencí
v homogenním magnetickém poli [13]. Jako zdroj elektronů je
použita přímo žhavená LaB6 katoda, která je umístěna na
vnitřní stěně rezonátoru. Technické řešení urychlovače je ve
zkratce popsáno v článku [14].
Obr. 3. Terčový systém s vodním chlazením pro ozařování ND až do
hmotnosti 1,6 g
Využitelný kolimovaný proud urychlených elektronů it se
pohybuje okolo 15 µA. Tedy pokud budeme ozařovat
nanodiamanty v současném terči celkovou nábojovou hustotou
Q = 1,3 C/cm2, budeme potřebovat okolo 12 h provozního času
urychlovače. V současném terči jsou ND lisované do Al
pouzdra s objemovou hustotou 2 g/cm3, což nám umožňuje
ozařovat ND s navážkou okolo 1,6 g.
B. Teplotní aktivace NV center
Diamantový prášek o středním průměru okolo 30 nm vyroben metodou HPHT (typ Ib) s koncentrací dusíku ve
stovkách ppm byl zakoupen od Švýcarské firmy Microdiamond
AG. Na základě nového přístupu pro přípravu FNDS s vysokou
svítivostí [15] byl prášek oxidován vzduchem o teplotě 510 °C
po dobu 6 hodin, za kterým následuje mokré chemické
zpracování ve směsi koncentrované H2SO4 a HNO3 při teplotě
75 °C po dobu 3 dnů. Po zředění reakční směsi se odstraní ND
odstředěním. Následně jsou pak ND promyty 0,1 M NaOH a
0,1 M HCl. Částice se nakonec promyjí pětkrát MilliQ vodou a
roztok se lyofilizuje.
Z mikrotronu MT 25 je možné vyvést monochromatické
elektrony přibližně od 6 do 25 MeV. Délka pulsu je obvykle
3 µs a opakovací frekvence 423 Hz. Střední hodnota proudu
urychlených elektronů se pohybuje typicky v rozmezí 0,1 až
40 µA. Výkon ve svazku při dlouhodobém ozařování dosahuje
hodnot okolo 600 W. Disperze energie ve svazku je přibližně
několik desítek keV. Svazek je možno fokusovat na
požadovanou velikost sadou kvadrupólových dubletů. Pro
dosažení přesné velikosti svazku je použit Al kolimátor viz
Obr. 2.
Ozářené HPHT diamanty byly homogenizovány
rozptýlením ve vodě (1 mg/40 ml) a podrobeny působením
ultrazvuku – sonda Hielscher UP 200S (200 W, 24 kHz) po
dobu 1 hodiny a poté lyofilizovány. Dále byly vyžíhány pod
argonovou atmosférou při teplotě 900 °C. Nakonec sp2 uhlík
(nečistota vzniklá při ozáření a tepelném žíhání) byl odstraněn
oxidací při teplotě 510 °C po dobu 6 hodin.
Nanodiamantové částice byly dispergovány ve vodě
(koncentrace 1 mg/ml) a vystaveny působení ultrazvuku po
dobu 1 hodiny. Takto připravená koloidní disperze vykazuje
nízkou agregaci a elektro-kinetický (zeta) potenciál cca
– 35 mV. Měření potenciálu bylo provedeno pomocí Zetasizer
Nano ZS (Malvern) při teplotě 25 °C.
Obr. 2. Schéma umístění kolímátoru a terče s ND.
Fotografie terčového systému chlazeného vodou je na
obrazu Obr. 3. Proud urychlených elektronů it, který projde
vstupním oknem terče je měřen pomocí PLC (programmable
logic controller) Tecomat TC700 se samplovací frekvencí ve
stovkách Hz. V každém samplu je měřen proud it a samplovací
interval ts. Výsledný náboj Q, který prošel vstupním oknem o
ploše 0,5 cm2, můžeme vypočítat z rovnice Q = 2Σitts.
C. Fotoluminiscenční spektra
Fotoluminiscenční spektra byla měřena ve Fyzikálním
ústavu AV ČR, v.v.i. v Praze. Měřicí systém je znázorněn na
Obr. 4. Klíčové zařízení celého systému je zelený laser
(532 nm, CW, 50 mW) použitý jako zdroj excitační energie.
13
ozářen elektrony o energii 16,6 MeV s celkovou nábojovou
hustotou 3 C/cm2. Výsledky včetně simulací jsou uvedeny v
Tab. II, kde se číslo sekce zvyšuje s rostoucí vzdáleností od
čela terče.
r [mm]
x 10 -23
2.5
Obr. 4. Systém pro měření fotoluminiscence. LASER – zdroj excitační
energie, BE – beamexpander, L1 až 4 – čočky, CH – mechanical chopper
pracující na 13 Hz, A – apertura, F1 až 3 – optické filtry, D1 – křemíková
fotodioda, D2 – InGaAs fotodioda, DM – separační dichroiké zrcadlo, S –
měřený vzorek.
2
3
2
1
0
-1
-2
-3
1.5
1
2
4
6
8
10
12
14
h [mm]
0.5
III. VÝSLEDKY A DISKUZE
x 10 -23
2.5
r [mm]
A. Radiační poškození diamantu energetickými elektrony
Simulace radiačního poškození byla provedena v software
Fluka, Monte Carlo kód pro výpočty transportu částic a jejich
interakce s látkou [16]. Simulace počítá „displacement per
atom“ (dpa), což je veličina často používá pro měření
radiačního poškození. Například, dpa = 3 znamená, že každý
atom v materiálu byl přemístěn ze svého místa v rámci
strukturální mřížky materiálu v průměru 3krát. Tedy dpa je
měřítkem radiačního poškození ozářeného materiálu, který
přímo souvisí s celkovým počtem mřížkových poruch, kde
intersticiály leží v blízkosti vakancí – Frenkelovy páry NF [18].
Výpočet NF je zde proveden pomocí modelu Kinchina a Pease
[19] později upravený podle Norgerta, Robinsona a Torrense
[20]. Tento upravený model bere v úvahu rekombinaci a
migrace Frenkelových párů. Pro správný výpočet je nutné znát
práh Eth, při kterém k tvorbě poruch může v daném materiálu
docházet. V naší simulaci jsme vycházeli ze studie Wu a Fahy
[21], kteří průměrný práh diamantu stanovili na Eth = 50 eV.
2
3
2
1
0
-1
-2
-3
1.5
1
2
4
6
8
10
12
14
h [mm]
0.5
Obr. 5. Simulace radiačního poškození (dpa na jeden primární elektron)
v diamantu s hustotou 2 g/cm3 (hustota zajisovaných ND) v terči zobrazeném
na Obr. 2 a Obr. 3. Průřez terče je 0,5 cm2 a energie urychlených elektronů je
8 MeV (nahoře) a 16,6 MeV (dole).
Simulace byly zaměřeny na stanovení vhodného způsobu
ozařování nanodiamantů a tvaru terče. Nejdříve byla studována
závislost počtu vzniklých Franknelových párů na primární
energii elektronů. Energie, při které se ND ozařovaly, byla
mezi 8 – 22 MeV. Změna energie by měla způsobovat jen
malou změnu v počtu krystalografických poruch. To bylo také
potvrzeno experimentálně viz Tab. I. Nicméně, energie
urychleného elektronu ovlivňuje množství ozářeného materiálu
(ND), s rostoucí energií roste dolet elektronů v daném
materiálu. Hodnoty dpa v celém objemu terče jsou uvedeny pro
různé energie elektronového svazku na Obr. 5. Zde svazek
urychlených elektronů vstupuje do terče na levé straně a osa
svazku je shodná s osou terče. Proměnná r je vzdálenost od
osy, h je hloubka měřená od čela terče. Barvy pak odpovídají
hodnotě dpa normované na jeden primární elektron. Obr. 5
také ukazuje množství ND, které mohou být v daném terči
ozářeny.
Tab I. ZÁVISLOST dpa A INTEGRÁLU RELATIVNÍ FOTOLUMINISCENCE
(PL/RAMAN) NA ENERGII PRIMÁRNÍCH (URYCHLENÝCH) ELEKTRONŮ.
CELKOVÁ NÁBOJOVÁ HUSTOTA BYLA 1,3 C/cm2 A TLOUŠŤKA TERČE 1,4 mm.
Energie elektronů (MeV)
normalizované dpa
PL/Raman
8,0
9,8
-23
2,22·10
2,26·10-23
16,2
19,5
16,6
2,35·10-23
20,1
21,3
2,38·10-23
16,3
Tab II. SROVNÁNÍ dpa A RELATIVNÍ FOTOLUMINISCENCE (PL/RAMAN)
„V DĚLENÉM“ TERČI. NÁBOJOVÁ HUSTOTA BYLA 3 C/cm2 A ENERGIE
URYCHLENÝCH ELEKTRONŮ 16,6 MeV.
Homogenita vzniklých poruch v terči hraje důležitou roli
při určování množství ozářeného ND. Pro experimentální
studium homogenity byl ND terč rozdělen do 4 částí. Každá
část byla oddělena hliníkovou fólií o tloušťce 0,1 mm. Terč byl
14
Pořadí sekce
Hmotnost ND (g)
1
0,288
normalizované dpa
2
0,299
2,41·10
2,35·10-23
109,9
111,7
3
0,297
2,25·10-23
99,1
4
0,611
1,91·10-23
84,9
-23
PL/Raman
B. Fotoluminiscence
Fotoluminiscenční spektra (PL) FND v ustáleném stavu
jsou zobrazena na Obr. 6. Měřené diamanty byly ve formě
koloidní disperze s koncentrací 1 mg/ml. Excitace byla
zajištěna kontinuálním 50 mW laserem na 532 nm. Měření
bylo prováděno s krokem 2 nm a rozlišením 4 nm. Neozářené
vzorky vykazují nízkou fotoluminiscenci srovnatelnou se
signálem Ramana vody s pásem se středem při 650 nm [21].
Ramanův signál vody se tedy přidá do všech měřených spekter.
Neutrální NV0 centra s emisí při 575 nm jsou jasně
rozeznatelné, zatímco špička související s negativně nabitým
NV- centrem je v našem spektru špatně rozeznatelná kvůli
superpozici s Raman signálem. Na Obr. 6 je také možno vidět
široké postranní pásma zasahující do blízké infračervené
oblasti nad 800 nm [22].
IV. ZÁVĚR
Velké množství (1,4 g) FND bylo získáno pomocí ozáření
urychlenými elektrony získanými cyklickým relativistickým
urychlovačem elektronů (mikrotron MT 25) s využitím
kolimovaných svazků s diskrétními energiemi. Po ozáření byly
NV centra aktivována vysokoteplotním vakuovým žíháním.
Poté následovala oxidace a sonifikace FND pro odstranění sp2
uhlíku z povrchu, a pro vytvoření stabilní koloidní disperze
fluorescenčních diamantových nanočástic ve vodě s
koncentrací 1 mg/ml. Fotoluminiscenční spektra byla buzena
zeleným laserem. Jas fluorescence v červené oblasti spektra
lineárně roste s celkovou elektronovou hustotou náboje
využitou při ozařování. Neutrální NV0 centrum s emisí na
575 nm (2,16 eV), jež je jasně odlišitelná, zatímco emise na
637 nm (1,95 eV) generovaná negativně nabitým NV- centrem
není rozeznatelná kvůli superpozici s Ramanem vody.
Počítačová simulace vzniklých krystalových poruch provedená
v software FLUKA ukazuje klesající koncentraci s rostoucí
hloubkou v terči, což bylo potvrzeno měřením.
Integrální intenzita PL ve spektrálním rozsahu 540 až
820 nm ukazuje lineární nárůst s hustotou náboje urychlených
elektronů. Zvyšování náboje tedy vede ke zvýšení
luminiscence ND. Dlouhodobé ozařování ale výrazně zvyšuje
náklady na výrobu (za 18 hodin ozařovacího času je možné
v našem případě akumulovat hustotu náboje přibližně
2 C/cm2).
PODĚKOVÁNÍ
Tato práce byla podporována projektem OP VK
CZ.1.07/2.3.00/20.0306 a 14-05053S (CSF). Poděkování patří
také ing. Karlu Polákovi and ing. Adamu Purkrtovi
z Fyzikálního ústavu AV ČR, v.v.i. za pomoc při měření
fluorescence a Karlu Bucharovi z Ústavu jaderné fyziky AV
ČR, v.v.i. za návrh a konstrukci terčového systému.
Relativní intenzita fotoluminiscence FND ozařovaných po
dobu 12 hodin (1,3 C/cm2) elektrony o energii 16,6 MeV je
srovnatelná s relativní fotoluminiscence FNDS ozařovaného
dobu 70 minut (0,6 C/cm2) protony o energii 15,5 MeV v
izochronní cyklotronu U–120M [15]. Vzhledem k tomu, že
elektrony lze ozářit o řád větší množství ND jsou obě metody
ekonomicky srovnatelné. Jelikož pozorujeme při zvyšování
celkové náboje dopraveného do terče lineární nárůst intenzity
PL předpokládáme, že při nábojové hustotě 3 C/cm2 využité
v této práci jsme stále hluboko pod maximální hustotou náboje,
která by vedla k nasycení tvorby NV center a tedy i nasycení
kvantového výtěžku PL. Prodloužení ozařovací doby nicméně
poskytuje způsob, jak výrazně zvýšit počet NV center v ND a
tedy i jejich jas.
REFERENCES
[1]
A.M. Zaitsev, “Optical Properties of Diamond” A Data Handbook
Springer: Berlin, New York, 2001.
[2] M.W. Doherty, N.B. Manson, P. Delaney, F. Jelezko, J. Wrachtrup, and
L.C.L. Hollenberg, “The nitrogen-vacancy colour centre in diamond,”
Phys. Rep. 528, 1, 2013, pp. 1-45.
[3] K. Iakoubovskii, G.J. Adriaenssens, and M. Nesladek, “Photochromism
of vacancy-related centres in diamond,” J. Phys. Condens. Matter 12,
189, 2000, pp. 189-199.
[4] A. Gruber, A. Drabenstedt, C. Tietz, L. Fleury, J. Wrachtrup, C.
Botczyskowski, “Scanning Confocal Optical Microscopy and Magnetic
Resonance on Single Defect Centers,” Science 276, 5321, 1997, pp.
2012-2014.
[5] V. Petráková, A. Taylor, I. Kratochvílová, F. Fendrych, J. Vacík, J.
Kučka, J. Štursa, P. Cígler, M. Ledvina, A. Fišerová, P. Kneppo, and M.
Nesládek, “Luminescence of Nanodiamond Driven by Atomic
Functionalization: Towards Novel Detection Principles,” Adv. Funct.
Mater. 22, 812, 2012, pp. 812-819.
[6] Y.-R. Chang, H.-Y. Lee, K. Chen, C.-C. Chang, D.-S. Tsai, C.-C. Fu, T.S. Lim, Y.-K. Tzeng, C.-Y. Fang, C.-C. Han, H.-C. Chang, and W.
Fann, “Mass production and dynamic imaging of fluorescent
nanodiamonds,” Nat. Nanotechnol. 3, 2008, pp. 284-288.
[7] B. Campbell, W. Choudhury, A. Mainwood, M. Newton, and G. Davies,
“Lattice damage caused by the irradiation of diamond,” Nucl. Instrum.
Methods Phys. Res. A 476, 3, 2002, pp. 680-685
[8] J.-P. Boudou, P.A. Curmi, F. Jelezko, J. Wrachtrup, P. Aubert, M.
Sennour, G. Balasubramanian, R. Reuter, A. Thorel, and E. Gaffet,
“High yield fabrication of fluorescent nanodiamonds,” Nanotechnology
20, 235602, 2009.
[9] G. Dantelle, A. Slablab, L. Rondin, F. Lainé, F. Carrel, P. Bergonzo, S.
Perruchas, T. Gacoin, F. Treussart, and J.-F. Roch, “Efficient production
of NV colour centres in nanodiamonds using high-energy electron
irradiation,” J. Lumin. 130, 2010, pp. 1655-1658.
[10] J. Tisler, G. Balasubramanian, B. Naydenov, R. Kolesov, B. Grotz, R.
Reuter, J.-P. Boudou, P.A. Curmi, M. Sennour, A. Thorel, M. Börsch, K.
Obr. 6. Fotoluminscence FND měřená za pokojové teploty ve vodní koloidní
disperzi 1 mg/ml. Energie urychlených elektronů byla 16,6 MeV.
15
[11]
[12]
[13]
[14]
[15]
[16]
Aulenbacher, R. Erdmann, P.R. Hemmer, F. Jelezko, and J. Wrachtrup,
“Fluorescence and spin properties of defects in single digit
nanodiamonds,” ACS Nano 3, 2009, pp,. 1959-1965.
S.-J. Yu, M.-W. Kang, H.-C. Chang, K.-M. Chen, and Y.-C. Yu, “Bright
Fluorescent Nanodiamonds: No Photobleaching and Low Cytotoxicity,”
J. Am. Chem. Soc. 127, 50, 2005, pp. 17604-17605.
Y.Y. Hui, L.-J. Su, O.Y. Chen, Y.-T. Chen, T.-M. Liu, and H.-C. Chang,
“Wide-field imaging and flow cytometric analysis of cancer cells in
blood by fluorescent nanodiamond labeling and time gating,” Sci. Rep.
4, 5574, 2014.
P. Krist and J. Bila, “A mathematical model of the MT 25 microtron,” J.
Instrum. 6, T10005, 2011.
P. Krist, Z. Horák, J. Mizera, D. Chvátil, M. Vognar, and Z. Řanda,
“Innovations at the MT-25 microtron aimed at applications in photon
activation analysis,” J. Radioanal. Nucl. Chem., 304, 2014, pp. 183-188.
J. Havlik, V. Petrakova, I. Rehor, I. V. Petrak, M. Gulka, J. Stursa, J.
Kucka, J. Ralis, T. Rendler, S.-Y. Lee, R. Reuter, J. Wrachtrup, M.
Ledvina, M. Nesladek and P. Cigler, “Boosting nanodiamond
fluorescence: towards development of brighter probes,” Nanoscale 5,
2013, pp. 3208 - 3211.
T. T. Böhlen, F. Cerutti, M. P. W. Chin, A. Fassò, A. Ferrari , P.G.
Ortega, A. Mairani, P.R. Sala, G. Smirnov, V. Vlachoudis, “The
[17]
[18]
[19]
[20]
[21]
[22]
16
FLUKA Code: Developments and Challenges for High Energy and
Medical Applications,” Nucl. Data Sheets 120, 2014, pp. 211-214.
G. Battistoni, F. Broggi, M. Brugger, M. Campanella, M. Carboni, A.
Empl, A. Fassò, E. Gadioli, F. Cerutti, A. Ferrari, A. Ferrari, M. Lantz,
A. Mairani, M. Margiotta, C. Morone, S. Muraro, K. Parodi, V. Patera,
M. Pelliccioni, L. Pinsky, J. Ranft, S. Roesler, S. Rollet, P. R. Sala, M.
Santana, L. Sarchiapone, M. Sioli, G. Smirnov, F. Sommerer, Ch. Theis,
S. Trovati, R. Villari, H. Vincke, “Applications of FLUKA Monte Carlo
code for nuclear and accelerator physics,” Nucl. Instrum. Methods Phys.
Res. Sect. B Beam Interact. Mater. At. 269, 24, 2011, pp. 2850-2856.
G. H. Kinchin and R. S. Pease, “The Displacement of Atoms in Solids
by Radiation,” Rep. Prog. Phys. 18, 1, 1955.
M. J. Norgett, M. T. Robinson and I. M. Torrens, “A proposed method
of calculating displacement dose rates,” Nucl. Eng. Des. 33, 1 1975, pp.
50-54.
W. Wu and S. Fahy, “Molecular-dynamics study of single-atom
radiation damage in diamond,” Phys. Rev. B 49, 5, 1994, pp. 3030-3035.
S. Koizumi, C. E. Nebel, M. Nesladek and Wiley InterScience (Online
service) Physics and applications of CVD diamond, Wiley-VCH,
Weinheim 2008.
F. Jelezko, C. Tietz, A. Gruber, I. Popa, A. Nizovtsev, S. Kilin, J.
Wrachtrup, “ Spectroscopy of Single N-V Centers in Diamond,” Single
Mol. 2, 4, 2001, pp 255-260.
Přenosné zařízení pro BTF měření
Jan Hošek1, Jiří Čáp1, Šárka Němcová1, Karolina
Macúchová1, Josef Zicha1
1
Vlastimil Havran2, Jiří Bittner2
Fakulta strojní, Ústav přístrojové a řídící techniky, PMO
České vysoké učení technické v Praze,
Technická 4, 16607 Praha 6, Česká republika
2
Abstract—The article presents the development of a portable
device for measuring the spatially variable reflectivity surface Bidirectional Texture Functions (BTF). The article presents the
results of the first year of the project - the development of a
device that uses a kaleidoscope perspective for multiplying views
on the measured object. This speeds up the process of measured
data gathering. We were optimized the design of the optical
system with respect to the field of view of the camera, lens
imaging properties and under limitation the number of observed
object reflections. On the basis of this optimization we designed
and manufacture the whole system, which is currently
undergoing functional tests.
Fakulta elektrotechnická, Katedra počítačové grafiky a interakce
České vysoké učení technické v Praze,
Karlovo náměstí 13, 121 35 Praha 2, Česká republika
II. NÁVRH PŘENOSITELNÉHO KALEIDOSKOPICKÉHO SYSTÉMU
Návrh jednotlivých funkčních prvků a rozměry
uvažovaného zařízení byly předmětem matematické analýzy,
kde vystupovaly jednotlivé omezující parametry jako celková
délka zařízení, úhel a počet stěn kaleidoskopu, počet odrazů
paprsku na stěnách kaleidoskopu, velikost předmětu, ohnisková
vzdálenost objektivu kamery a dataprojektoru, jejich clonová
čísla a velikost pixelu i celého snímacího čipu kamery. Pro
hodnocení kvality návrhu byl vytvořen optimalizační software
s využitím OpenGL GLSL realizovaném na jádru grafické
karty. Celý návrh kaleidoskopu byl simulován pomocí „ray
traceingu“. Výsledkem výpočtu byla informace o využití
plochy čipu kamery a rozlišení detailů předmětu. Tyto a další
informace byly shrnuty v parametru kvality návrhu Q. Ten byl
získáván a optimalizován v 10 000 iteracích založených na
náhodně vybraných hodnotách vstupních parametrů konstrukce
[8]. Příklady pokrytí čipu při různém počtu stěn kaleidoskopu
je vidět na obrázku 1.
Keywords—bidirectional texture functions (BTF), Portable
instrument, measurement, computer graphics
I. ÚVOD
Jednou z metod využívanou pro reálnou vizualizaci
povrchů objektů v počítačové grafice je metoda označovaná
jako bidirectional texture functions (BTF). Tato metoda
využívá
rozsáhlou
databázi
různých
typů
různě
strukturovaných povrchů snímané a osvětlené pod mnoha
různými prostorovými úhly, kterými je povrch virtuálního
grafického tělesa rendrován. Tato metoda vyžaduje jak
zvládnutí práce se značným množstvím obrazových dat, ale
také zařízení, která by byla schopná získat taková množství
dat, typicky desítky tisíc kombinací úhlů osvětlení a snímání
předmětu, a to za rozumně krátkou časovou jednotku.
Vzhledem k nárokům kladené na přesnost konstrukce zařízení
pro snímání dat BTF funkce jde většinou o stacionární zařízení
fungující v laboratorním prostředí [1, 2, 3]. To ovšem omezuje
možnost měření BTF dat pouze z malých, přenositelných a
stabilních vzorků. V poslední době se objevilo i několik
článků o zařízeních, která jsou modifikována do přenositelné
podoby [4, 5, 6]. Naším cílem ovšem je vytvořit zcela
autonomní systém, který bude možné přenést na libovolné
místo a provést zde měření části měřeného vzorku povrchu
umístěného pod libovolným sklonem. Pro první verzi
takového zařízení realizované v prvním roce projektu jsme
proto zvolili koncept využívající kaleidoskopického zobrazení
[7], které umožňuje zvýšit rychlost snímání dat povrchu při
zachování nízkých rozměrů a hmotnosti celého zařízení.
Fig. 1. Ukázky simulace obrazu předmětu zobrazeného kaleidoskopy
s různým počtem zrcadel [9]
A. Návrh a realizace celého zařízení
Na základě provedené SW optimalizace optického návrhu
byly upraveny jednotlivé funkční rozměry schematického
návrhu kaleidoskopického systému zobrazeného na obrázku 2.
17
Fig. 2. Funkční schéma kaleidoskopického přenosného zařízení pro BTF
měření [9].
Jako nejlepší výsledek optimalizace vyšel pro uvažované
kamery objektivy a dataprojektory šestiboký kaleidoskop. Pro
zvýšení počtu úhlu zobrazení předmětu byl zvolen nikoliv
statický kaleidoskop, ale kaleidoskop, který bude rotovat okolo
své centrální osy. To poněkud zkomplikovalo mechanické
řešení celého zařízení, protože rotační pohyb zrcadel
kaleidoskopu musel být realizován pomocí přesného
ozubeného řemene s řemenicí na vnější straně zrcadel
kaleidoskopu. Celý systém, včetně pohonu s převodovkou byl
uchycen na zařízení tak, aby bylo možné jej uzavřít do
přenosného kufru o vnitřních rozměrech 780mm x 510mm x
440mm. Pro snížení hmotnosti celého systému byla konstrukce
realizována především z duralových plechů s příhradovou
konstrukcí, které se po první montáži a funkčních testech
nechaly naeloxovat na černou barvu. Pro další části, zejména
pak pro světlotěsný kryt byly použity desky z uhlíkového
kompozitu. CAD model a převážná část vyrobených součástek
systému před jejich montáží je zobrazena na obrázku 3.
Celou uvedenou mechanickou konstrukce kaleidoskopu je
možné použít jak pro měření vzorků v horizontální poloze, jak
je naznačeno na obrázku 3. Nicméně po umístění na stativ je
možné celou konstrukci natočit do libovolného směru a měřit
povrhy i na vertikální stěně, na stropu nebo i pod jiným
libovolným úhlem.
Fig. 3. CAD model mechanické konstrukce přenosného kaleidoskopického
zařízení [10] s vyrobenými součástmi zařízení připravenými k montáži.
III. ZÁVĚR
Článek přinesl, v redukované podobě, první výsledky
projektu, jehož cílem je vytvořit a otestovat několik variant
přenosných zařízení pro BTF měření. V současné době je výše
uvedené první zařízení kompletně realizováno a probíhají na
18
něm funkční testy. Kromě toho je ve vývoji již druhá varianta
přenosného zařízení pro BTF měření, která tentokrát již
využívá jiné optické uspořádání, a to kulový segment osázený
128 osvětlujícími LED diodami v kombinaci s na LED diodách
nezávisle se pohybujícími 10 snímacími kamerami. Srovnání
výhod a nevýhod obou realizovaných variant řešení přinese
informace pro další vývoj obdobných zařízení.
P. Mattson, M. Dombrowski, J. Lorenz, “The hand-held directional
reflectometer: Angular imaging device to measure BRDF and HDR in
real-time”, in: Proc. SPIE 3426, Scattering and Surface Roughness II
1998.
[5] M. Ben-Ezra, J. Wang, B. Wilburn, X. Li, L. Ma, "An LED-only BRDF
Measurement Device", in: Computer Vision and Pattern Recognition
2008.
[6] Y. Lan, Y.Dong, J. Wang, X. Tong, B. Guo, "Condenser-Based Instant
Reflectometry", Pacific Graphics Vol 29 72010 2010.
[7] Y. J. Han, K. Perlin, "Measuring bidirectional texture reflectance with a
kaleidoscope" ACM Transactions on Graphics - TOG, vol. 22, no. 3, pp.
741-748, 2003.
[8] V. Havran, J. Bittner, J. Čáp, J. Hošek, K. Macúchová, Š. Němcová, „
Software simulator for design and optimization of the kaleidoscopes for
the surface reflectance measurement“, in: SPIE Proceedings Vol.
OA200, Optics an Measurement 2014, OA200 - 19 [October 7-10,
2014].
[9] Š. Němcová, J. Čáp, J. Hošek, K. Macúchová, J. Bittner, V. Havran,
„Simple Kaleidoscope Design for Reflectance Measurement“, The
Romanian Review Precision Mechanics, Optics & Mechatronics, Vol.
24, No. 45, pp. 109-113, 2014.
[10] J. Čáp, V. Havran, J. Bittner, J. Hošek, K. Macúchová, Š. Němcová,
„Optimizing of functional design parameters of kaleidoscopes“, in: SPIE
Proceedings Vol. 9450 94501W-2, Photonics Prague 2014 [August 2729, 2014]; doi: 10.1117/12.2070343.
[4]
PODĚKOVÁNÍ
Práce byla podpořena grantem GA14-19213S a SGS
OHK2-021/15.
REFERENCES
[1]
[2]
[3]
A., Gardner, C. Tchou, T. Hawkins, P. Debevec, “Linear light source
reflectometry” ACM Transactions on Graphics 22, 3, pp. 749–758 2003.
W. Matusik, H. Pfister, M. Brand, L. Mc Millan, "Efficient Isotropic
BRDF Measurement" in: Eurographics Symposium on Rendering 2003.
D. Lissy, “A reflectometer setup for spectral BTF measurement” in:
Proceedings
of
CESCG
2009,
http://www.3dtcoform.eu/papers/reflectometer.pdf.
19
Insight into Permanent Magnet Synchronous Motor
For the sake of its sensorless control in the near future
Zdeněk Novák
Dept. of Instrumentation and Control Engineering
Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague
Prague, Czech Republic
[email protected]
The basic mathematical model is expressed in the rotor
reference. It is done to express current as a DC component. The
model is obtained as
Abstract—This paper deals with a developing a preliminary
basic model of Permanent Magnet Synchronous (PMSM) for the
sensorless control. First, a basic insight into the motor model is
presented. The state space equation is obtained, model is
discretized and then aspects of control are examined based on the
behavior of linearized model. At the end, future goals are
proposed.
r
vqsr   Rs + Lq p
ω r Ld  i

 r =
Rs + Ld p  i r
− ω r Lq
vds  

qs
ds
Keywords—PMSM model; Sensorless control; Matlab
 ω r λaf 
+

  0 
(1)
where Rs is a stator resistance, Ld a Lq are stator inductances in
d-axis and q-axis, respectively; iqsr and idsr are currents of stator
winding transformed to rotor coordinates using Park
transformation, vqsr and vdsr are stator voltages in rotor
reference, ωr is a rotor mechanical speed, θr is rotor position, λaf
is armature flux linkage from the permanent magnet and p is a
Laplace operator.
I. INTRODUCTION
High speed permanent magnet synchronous motor is
obtaining more and more attention every year due to its
application properties. These properties are based on its
relatively simple construction allowing it to produce a better
performance with a smaller size dimensions, comparing to
asynchronous motors with the same power output [1] [2].
The electromagnetic moment can be written as
Te =
One of its drawbacks is a requirement of position sensor for
feedback control applications. Price of this sensor can be equal
to a smaller PMSM [3], giving the PMSM a disadvantage
(comparing with other types of motor which function is
independent on position sensor). Therefore, in the past 20 years
there was a growing interest of sensorless control methods
developed for this kind of motors.
[
]
3P
λaf + (Ld − Lq ) idsr iqsr
22
(2)
where P is a number of poles.
The mechanical speed and rotor position can be expressed
from mechanical equation as:
dωr (t ) 1  P
P 
=  Te − Bωr − Tl 
(3)
dt
J2
2 
dθ r (t )
= ωr
(4)
dt
where Tl is a load, B is a coefficient of friction and J is a
moment of inertia.
This paper presents a basic insight into the PMSM model
for the purposes of sensorless control in near future. The state
space equation is obtained with small-signal equations and a
simple input is selected to examine a behavior of model. At the
end, a list of future tasks is given to a reader, to raise awareness
about the conditions required for new sensorless control.
The model of PMSM is defined from equations (1)-(4). For
a simulation of its dynamics, these equations can be rewritten
into
II. PMSM MODEL
Mathematical model of PMSM is based on its construction.
For its development, a few assumptions are made [3]:
di qsr (t )
1) Stator winding is equally distributed and has a same
number of turns in every phase, with a sinusoidally distributed
emf.
2) A spatial distribution of induction has also a
sinusoidally character based on the position of rotor.
3) A thermal drift of its parameters are neglicted as same
as saturation effects.
di dsr (t )
dt
dt
(
=
1 r
vqs − Rs i qsr − ωr Ld i dsr − ωr λaf
Lq
=
1 r
vds − Rs i dsr − ωr Lq i qsr
Ld
(
dωr (t ) 1  P
P 
=  Te − Bωr − Tl 
dt
J2
2 
dθ r (t )
=ω
dt
20
)
)
(5)
Due to these reasons, it would be sufficient to obtain a
discrete model of PMSM for the purposes of programming and
controlling using FPGA.
III. LINEARIZATION OF PMSM MODEL
The PMSM model is nonlinear. Therefore an appropriate
technique of linearization is required. Using small-signal
equations, the PMSM model can be expressed in state space as
x& (t ) = A∆x(t ) + B∆u(t )
∆y (t ) = C∆x(t ) + D∆u(t )
Before discretization, it would be useful to use parameters
of actual PMSM, to avoid unnecessary monstrous proportions
of matrix in equation (6). Summarized parameters of the
PMSM can be seen in Table 1.
(6)
where state variables can be expressed as
TABLE I.
iqsr (t ) − I qsr 0   x1 (t ) − x10 
r
 

i (t ) − I dsr 0   x 2 (t ) − x 20 
∆x(t ) =  ds
=
  x (t ) − x 
30
ωr (t ) − ωr 0   3

θ r (t ) − θ r 0   x 4 (t ) − x 40 
v qsr (t ) − Vqsr 0  u (t ) − u 
1
10


∆u(t ) = v dsr (t ) − Vdsr 0  = u 2 (t ) − u 20 
T (t ) − T  u (t ) − u 
l0
30 
 l
  3
(7)
(8)
iqsr (t ) − I qsr 0   y1 (t ) − y10 
r
 

ids (t ) − I dsr 0   y2 (t ) − y 20 

=
∆y(t ) = 
  y (t ) − y 
30
ωr (t ) − ω r 0   3

θ r (t ) − θ r 0   y4 (t ) − y 40 
(9)
[
1
L
 q

B= 0

0

 0
0
1
Ld
0
0
] k (L
d
Ld
ωr 0
Lq
R
− s
Ld
−
− Lq )I qsr 0
0

0 
1

0

0
 C=
0
P

− 
0
2J 
0 
0
1
0
0
0
0
1
0
1
( Ld I dsr 0 + λaf )
Lq
Lq r
I qs0
Ld
B
−
J
1
0
0
0

0
D=
0
0


1
0
0
0
0
0
0
0
0

0

0


0

0

0
1 3 P
 
J 2 2 
Rs
Ld
Lq
λaf
J
B
P
0.210 [Ω]
0.0011 [H]
0.0011 [H]
0.072 [V.s]
0.00011 [kg.m2]
8,2.10-5 [N.m.rad-1s-1]
2[]
−1
(13)
where T is a sampling period.
The new state space model is defined as
x k +1 = Mx k + Nu k
(14)
y k = Cd x k + Dd u k
(10)
where
−1
−1
T 
T
T
T


M = I − A  I + A  N = I − A  B
2
2
2
2

 



Cd = C[I + M ]
(11)
where constant k is expressed as
k =−
Value
T 
T
T


x( k ) = I − A  I + A  x( k − 1) + I − A  B[u ( k ) + u ( k − 1) ]
2 
2
2


Using perturbation techniques linearized equations
remaining coefficients from equation (6) can be obtained as
−
Parameter
The discrete model can be obtained using Tustin
approximation (also called a bilinear transformation or
trapezoidal rule), where the state is redefined as
where index 0 and capital letter is used for a steady states. Due
to maintain simplicity, Tl load was set as a control parameter.
R

− s

Lq

Lq

ωr 0
A=
Ld

k λ + (L − L ) I r
d
q
ds 0
 af

0
PMSM PARAMETERS
2
(12)
IV. DISCRETE MODEL OF PMSM
It was observed, that PMSM machines have a much smaller
electrical time constant, than is their time mechanical constant
[2]. In this paper, the used motor has an electrical time constant
of 5.2ms and mechanical time constant of 1.3s. There also exist
machines with electrical constant small as 26µs [4]. At this
moment at the DICE, FME, CTU in Prague is developed motor
with time mechanical constant around 500µs.
(15)
Dd = CN
The sampling period T was chosen as 0.0005[s] and thus
coefficients from the matrix (14) took form of
0
− 0.0311
0.9016
 0
0
.
9089
0
M=
0.4667
0
0.9920

0
0.0005
0.0001
0
0
0

1
0
− 0.0155
0.9508
 0
0.9544
0

Cd =
0.2333
0
0.9960

0
0.0002
 0
0
0
0.0353 
0.2161
 0
0
0.2169
0 

Dd =
0.0530
0
0
− 2.2640



1
0
− 0.0005
 0
0
0.0707 
0.4322
 0
0
.
4338
0 
N=
0.1061
0
− 4.5270


0
− 0.0011
 0
(16)
V. SIMULATION RESULTS
The proposed model was created using Matlab and its
component Simulink. Two different inputs were tested. The
first one was a single step at both inputs, with Tl equal zero.
21
Fig. 2. Using a step of 10V and 2πs-1 at the input of PMSM dicrete
model
Fig. 1. Using a single step at the input of PMSM dicrete model
Stability of the system can be exploited by finding
.eigenvalues of the characteristic equation. Poles of the system
inside a unit circle are shown in Fig. 3. The position of poles
varies with the sampling period T, therefore an adequate
sampling is required. Controllability and observability
conditions were fulfilled, so the system is fully controllable and
observable.
VI. CONCLUSIONS
Nonlinear PMSM model was proposed. After its
linearization, a state space model was introduced. For the
purposes of controlling a high speed PMSM using FPGA,
derivation of discrete model was necessary.
The future work will be now focused on developing a new
sensorless control method, to be able to avoid the loss of the
synchronous operation of the motor. Because the author
already made a study of the background of sensorless control
techniques, his focus will be mainly on the usage of Neural
networks for obtaining good results for controlling a high
speed PMSM under varying operating conditions.
Fig. 3. Poles of the discrete model
The second test was using reference voltage with 10V
amplitude and reference speed as 2πs-1.
It can be clearly seen, that electrical part of the system is
stabilized much earlier than the mechanical part. Also using
inappropriate control leads to oscillation of the system.
Therefore control of applied current based on the rotor position
is required to maintain stability of the system, or the loss of the
synchronous operation is inevitable.
22
REFERENCES
[1]
[2]
[3]
Pfister, P.-D.; Perriard, Y., "Very-High-Speed Slotless PermanentMagnet Motors: Analytical Modeling, Optimization, Design, and Torque
Measurement Methods," Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,
vol.57, no.1, pp.296,303, Jan. 2010
M. Novák, "Stability issues of electromechanical systems with highspeed permanent magnet machines: Problematika stability
elektromechanických systémů s vysokorychlostními stroji s
[4]
23
permanentními magnety," Habilitation lectures, Czech Technical
University in Prague, 2012.
R. Krishnan, Permanent Magnet Synchronous and Brushless DC Motor
Drives, 1 ed. Boca Raton, CRC Press, 2010.
Zhao, L.; Ham, C.H.; Han, Q.; Wu, T.X.; Zheng, L.; Sundaram, K.B.;
Kapat, J.; Chow, L., "Design of optimal digital controller for stable
super-high-speed permanent-magnet synchronous motor," Electric
Power Applications, IEE Proceedings - , vol.153, no.2, pp.213,218, 2
March
2006
doi: 10.1049/ip-epa:20045266
Inovace řízení tlakové kanalizace
Jakub Jura, Jan Chyský, Lukáš Novák
Department of Instrumentation and Control Engineering
Faculty of Mechanical Engineering CVUT in Prague
Prague, Czech Republic
[email protected]
Podstatná nevýhoda tohoto způsobu řízení tkví v omezení
se pouze na regulaci hladiny odpadního média v lokální
(domovní) jímce (aby nepřetekla) a zanedbání dalších
oprávněných požadavků na řízení soustavy jako celku – tedy
všech jednotek, potrubí i samotné čističky. Dvoupolohová
regulace kopíruje (přenáší) nepravidelnosti v produkci
odpadního média (Fig. 1) a trestuhodně nevyužívá instalované
akumulační kapacity jímek.
Abstract —článek popisuje inovaci řízení tlakové kanalizace.
Inovace je realizována především s ohledem na snížení denních
výkyvů, které přirozeně vznikají v produkci odpadní vody.
Snížení těchto výkyvů umožňuje zvýšit kapacitu kanalizační
soustavy – a to i soustavy již existující a to "pouhou" změnou
řídicího systému.
Keywords — tlaková kanlizace, dvou polohová regulace,
optiomalizace, časový rozvrh, učení, adaptace.
Zmíněnými dalšími požadavky na řízení je rovnoměrnost
zatížení odpadní potrubní sítě a rovnoměrný nátok na čističku.
Dvoupolohová regulace vede k velmi nepravidelnému nátoku
odpadního média na čističku s výrazným maximem ve večerní
špičce (Fig. 1 - graf produkce) a minimem v druhé půli noci.
I. ÚVOD
Článek popisuje některé výstupy projektu "TA02011201 Optimalizace systémů tlakových kanalizací pomocí
matematického modelování jejich provozních stavů" a další
spolupráce s firmou AQ spol. na zdokonalení řídicího systému
pro tlakovou kanalizaci.
Úloha (zrovnoměrnit nátok na čističku) však není triviální
– produkce odpadního média značně kolísá a řídicí systém ji
nemůže nijak ovlivnit (asi podobně jako povodně) – může
pouze inteligentně využívat akumulačních kapacit
jednotlivých jímek. Přitom úloha regulovat hladinu v každé
jedné jímce (v jejích provozních mezích) trvá a má vyšší
prioritu než rovnoměrné zatěžování kanalizační soustavy
Tlaková kanalizace je dnes již zavedená alternativa
(například [1][2][3]) ke konvenční kanalizaci gravitační.
Hlavní výhoda tlakové kanalizace oproti gravitační je její
značná nezávislost na terénu, v kterém je umístěná (neboť
může například vést i do kopce). Obvykle bývá realizována
tak, že každá jednotka (obvykle dům) má vlastní jímku s
dávkovacím čerpadlem kterým je odpadní médium předáváno
do kanalizační soustavy vedoucí na čističku odpadních vod.
II. NÁVRH SYSTÉMU ŘÍZENÍ
V průběhu řešení projektu bylo navrženo několik způsobů
řízení za účelem dosažení cílů deklarovaných v předcházejícím
odstavci. Ze své podstaty se vždy jedná o netriviální
distribuovaný řídicí systém. Distribuovaný systém můžeme
popsat uspořádanou trojicí
procesor
y
DS = <úlohy, data, procesory>.
data
Fig. 1. Rozložení produkce splašek v rozsahu 24 hodin (převzato z [4]).
úlohy
V současnosti je tlaková kanalizace řízena obvykle
metodou dvoupolohové regulace hladiny odpadního média v
jímce. Jímka je pro tento účel vybavena plovákovým senzorem
výšky hladiny, který zapíná a vypíná čerpadlo.
Fig. 2. Rozdělení úloh, dat a procesů v distribuovaném řídicím systému
(DCS). Obrázek ilustruje situaci tří úloh (například jímek) s vlastními
daty a řízenými lokálními procesory.
24
Jelikož je celý systém ze své podstaty značně prostorově
dislokován – obsahuje několik stovek stanic, které se skládají z
jímky, čerpadla, řídicího systému a čidel - není možné o něm
uvažovat jinak než o distribuovaném řídicím systému (DCS) –
jak je znázorněno na obrázku Fig. 3. Nedistribuované – tedy
centralizované řízení – by pravděpodobně obtížně splňovalo
požadavek na robustnost systému1.
nedisponují vlastním režimem v pravém slova smyslu, ale jsou
rozšířením provozního režimu, který optimalizují. Jedná se
zaprvé o zavedení informační zpětné vazby, pomocí které je
modifikován čerpací čas z dispečinku (na základě informace o
naplněnosti všech jímek). A za druhé o modifikaci čerpacího
času na základě individuální "zkušenosti" s produkcí dané
stanice. Vždy při dosažení oranžové zóny dojde k prodloužení
čerpacího času a při dosažení spodní červené k jeho zkrácení.
III. SIMULAČNÍ OVĚŘENÍ NAVRŽENÉHO SYSTÉMU ŘÍZENÍ
Navržený systém řízení byl vyvíjen a ověřován na modelu
tlakové kanalizace [6] malé středočeské vesnice. Model
obsahuje 32 domovních stanic. Do jejich produkce je zahrnuta
náhodná složka i typický denní průběh produkce odpadního
média (viz obrázek Fig. 1).
IV. ZÁVĚR
Výsledky simulací ukázaly, že navržená metoda řízení
tlakové kanalizace má potenciál snížit technické požadavky na
provozní zařízení systému tlakové kanalizace zásadním
způsobem. Na obrázku Fig. 6 je možné všimnout si postupného
zrovnoměrnění čerpání a to směrem odshora (kde je výsledek
simulace při řízení dvou polohovou regulací) dolu (kde jsou
přidávány postupně jednotlivé řídicí moduly. Například u
dvoupolohové regulace jsou jasně patrné denní špičky v
produkci odpadní vody, které systém řízení v podstatě přímo
přenáší dále do soustavy. A na posledním obrázku, který
znázorňuje součet čerpání při zapojení všech optimalizačních
řídicích modulů, již tyto denní špičky nejsou pozorovatelné
vůbec (v podstatě tam vizuálně nelze odlišit od sebe jednotlivé
dny). Statistickým ukazatele, který dokládá kvalitu řízení jsou
hodnoty rozptylů dvouhodinových součtů všech čerpání. Ten je
pro původní dvoupolohovou regulaci 0,7047 m3 a nejlepší
dosažený výsledek při použití všech řídicích modulů je 0,1401
m3. Přesto je nutné zdůraznit, že se jedná pouze o ukazatele reálné snížení technických požadavků (a následně i těch
ekonomických) je možné zhodnotit až po vytvoření jejich
matematického modelu (například čističky s její vyrovnávací
nádrží). Ekonomická úspora se jeví jako zásadní v případě
rozšiřování již existujícího kanalizačního systému s
nedostatečnou kapacitou.
Fig. 3. Schéma řídicího systému tlakové kanalizace [5].
Navržený distribuovaný algoritmus, složený z jednotlivých
hierarchicky uspořádaných modulů (Fig. 3) reflektuje
především problematiku denních výkyvů, které nivelizuje.
Každý modul zajišťuje vlastní režim obsluhy jímky a čerpadla.
Po technické stránce je každá stanice vybavena tlakovým
snímačem výšky hladiny odpadního média v jímce. Jeho
výstupy pro své fungování předpokládá navržený řídicí systém.
Dále je systém vybaven komunikačním modulem, který
zajišťuje předávání zpráv s dispečinkem. Toho přímo využívá
modul informační zpětné vazby. Dále se předpokládá dálková
konfigurace časových slotů (nastavování časového rozvrhu) a
dálkový monitoring (za účelem správy a servisu systému).
Jako základ řídicího algoritmu (Fig. 5) byla ponechána
dvoupolohová regulace výšky hladiny v jímce, která však zde
zastává bezpečnostní roli zajišťující havarijní čerpání (dále
červená zóna Fig. 4). Horní snímač zajišťuje spuštění čerpání
v situaci kdy se jímka blíží přeplnění a dolní snímač vypíná
čerpadlo při dosažení minimální hladiny média v jímce a
chrání jej tak proti poškození chodem naprázdno.Provozní
režim (zelenou zónu) zajišťuje primárně modul, který realizuje
rozložení čerpání do celých 24 hodin na základě časového
rozvrhu a z podstatné části tím nivelizuje denní výkyvy přenáší část čerpání z času špičky do času nočního útlumu. V
tomto režimu každá stanice čerpá v definované okamžiky a
definovanou dobu. Doba čerpání je potom prostředkem další
optimalizace. Dalším režimem je emergentní čerpání při
dosažení varovné hladiny v jímce (oranžová zóna), které sníží
hladinu odpadního média definovaným způsobem (respektive
definovanou dobou čerpání). Tím se liší od havarijního režimu,
při kterém je vyčerpána celá jímka, neboť tento neřeší primárně
zvýšenou produkci odpadního média, ale především technické
poruchy v okruhu snímač - komunikační kanál - řídicí systém komunikační kanál - aktuátor. Poslední dva moduly
REFERENCES
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
1
Takový systém by předpokládal centrální procesor, který by na dálku spouštěl a
vypínal jednotlivá čerpadla. Systém by byl závislý na komunikaci mezi jímkou a
centrálou. Přitom by tato komunikace musela zvládat náročné parametry na její
spolehlivost.
[7]
25
I. Carcich, L. Hetling, and R. Farrell, “Pressure Sewer - New Alternative
To Gravity Sewers,” Civ. Eng., vol. 5, no. 44, pp. 50–53, 1974.
L. Flanigan and C. Cadmik, “Pressure Sewer System-Design,” Water
Sew. Works, no. Special Issue, p. R25, 1979.
T. M. Walski, T. E. Barnard, E. Harold, L. B. Merritt, N. Walker, B. E.
Whitman, and I. Haestad Methods, Wastewater collection system
modeling and design. 2007.
T. Sionkowski and R. Ślizowski, “The Phenomenon Of Simultaneous
Work Of Pumps,” Environ. Prot. Eng., vol. 34, no. 3, p. 21 35, 2008.
J. Jura, Š. Gojda, and J. Bíla, “Rozlehlý distribuovaný řídicí systém:
Platforma pro lokálně dislokované řídicí systémy environmentálních
aplikací,” in Proceedings of the annual meeting New Methods and
Procedures in Automatic Control, Instrumentation and Informatics: May
20-22, 2013, Turnov, Czech Republic, Praha, 2013, p. 14 17.
J. Jura, Software for simulation and modeling of control of the pressure
sewer. Prague: Czech Technical University in Prague, 2014.
J. Jura, “Systém nivelizace denních výkyvů v provozu tlakové
kanalizace,” Podaná patentová přihláška 18-2015.
Ultrazvukový snímač
výšky hladiny
Nátok do
jímky
Havarijní režim
Plovákový
snímač
hladiny
Řídicí
systém
Emergentní
modul
Provozní
režim
optimalizační modul
Plovákový
snímač
hladiny
M
On-off regulation
Fig. 4. Řízení vyprazdňování jímky odpadních vod a v ní znázorněné zóny zaplněnosti s odpovídajícími provozními režimy.
Řídicí systém
Výstup na
výkonový obvod
čerpadla
OR
Vstup z plovákových
snímačů hladiny
Modul
dvoupolohové
regulace
High
Low
Vstup z
ultrazvukového
snímače hladiny
Modul časových slotů
Out1
In1
In2
tpump- modif
Modul urgentních
časových slotů
Out 2
In3
In4
Modul učení
tpump- modif
In5
Out 3
(MEM)
Fig. 5. Schéma zapojení modulů řídicího systému dle [7]
26
Dvoupolohová regulace
Provozní režim s časovým rozvrhem
Provozní režim s časovým rozvrhem a adaptací čerpacího času
Využití všech řídicích modulů
Fig. 6. Porovnání výsledků řízení pro jednotlivé režimy řízení. Porovnávaná veličina je součet všech čerpání v rozsahu deseti dní.
27
Comparison Solar Domestic Hot Water System and
Photovoltaic Solar Domestic Hot Water System in
Connection with Microgrids
Case Study and Possible Approach
Milan Daneček
Ivan Uhlíř
Department of Instrumentation and Control Engineering
Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague
Prague, Czech Republic
[email protected]
Department of Instrumentation and Control Engineering
Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague
Prague, Czech Republic
[email protected]
electric boiler to reduce overall electricity consumption. Point
of this study is to show the range of investment cost between
SDHW system and PV-SDHW system [3], [4].
For PV-SDHW solution were used German Axitec AC245P/156-60S modules. Price for one module is 5 566 CZK.
For SDHW solution were used Czech vacuum tube collectors
Regulus KTU15. Price for one collector is 20 500 CZK.
Abstract— This paper is focused on comparison of Solar
Domestic Hot Water (SDHW) system and Photovoltaic Solar
Domestic Hot Water (PV-SDHW) system. Main idea is to proof
the sustainability of direct PV water heating and compare
available commercial systems and their approaches to smart
technologies or microgrid technologies respectively.
Keywords—PV water heating; microgrid; smart grid;
I.
A. Paremeter specification
Total solar irradiation in Czech Republic is approximately
1200 kWh/m2 per year. That means 3,29 kWh/m2 per day [5].
Following TABLE I. shows initial parameters used for
calculation.
INTRODUCTION
In last couple of years many companies developed solutions
for ’’smart’’ using of solar power. Many of them used such an
argument that boom of field PV power station was wrong
decisions from government and European Union with regards
to predicted ratio for renewable sources in the energy mix. If
we observe trends in energy solutions for building, we can
obviously realize growth of PV cells in almost every energetic
application. We can find PV cells in combination with heat
pumps, boilers, HVAC systems etc. [1], [2].
Important question is about the benefit of PV cells in this
solutions. These solutions are very often product of salesmen
assumption and results are not satisfying investors or customers
respectively.
Calculated system PV-SDHW was first time presented in
the year 1995. In that time price of PV modules was still very
high so the designed system was not sustainable, but in last
couple of years PV modules lost 70% of their cost so the
situation is different.
This paper shall introduce future idea about smart systems
in energy efficient buildings with renewable energy sources.
II.
TABLE I.
CALCULATION PROPERTIES
Calculation properties
Parameter
Hot water consumption
150
l
Water inlet temperature
10
°C
Water outlet temperature
60
°C
Energy demand
31,4
MJ
Energy demand
8,7
kWh
B. Solar Domestic Hot Water (SDHW) system
SDWH solution is assembled from vacuum solar collector
Regulus KTU15 with parameters mentioned below, water tank
and accessories. The reason is that we need to compare yearly
energy production. Vacuum solar thermal collector has lower
energy losses and it is possible to use it thru winter season
with similar solar energy load like in summer. Cost for
installation and piping is negligible.
SIMPLE CASE STUDY
This calculation represents energy and cost balance between
solar water heating and direct PV heating. The point is to
calculate needed amount of solar ’’hardware’’ to collect
enough amount of solar irradiation. This collected energy is
used to produce hot water by DC water heater. Calculated
system is used only for hot water production. Usually thermal
collector are used like additional equipment connected with
28
TABLE II. SDHW SYSTEM CALCULATION
exchangers. The PV water heater design has no moving parts
to wear out or break down and makes no noise.
Calculation results
Parameter
Efficiency
95
%
Face area / unit
1,2
m2
Daily benefit
3,12
kWh/m
Number of modules
3
pcs
Thermal module cost
61500
Water tank + working fluid
TOTAL COST
TABLE III.
PV-SDHW SYSTEM CALCULATION
Calculation results
2
Parameter
Efficiency
15,03
%
CZK
Face area / unit
1,64
m2
26863
CZK
Daily benefit
0,49
kWh/m2
88363
CZK
Number of modules
12
pcs
PV modules cost
66792
CZK
Water tank + 1kW DC heater +
temperature controller
12350
CZK
TOTAL COST
79142
CZK
Fig. 2. PV Solar Domestic Hot water (PV-SDHW) System
D. Conclusion
In above mentioned case were negligible costs for piping,
cables and installation because those costs are comparable in
both solutions.
This calculation showed us that SDWH solution is about 9221
CZK more expensive than PV-SDHW solution. Disadvantage
of PV-SDHW solution is that we need 6,45 times larger
collect area.
Fig. 1. Solar Dosmestic Hot Water (SDHW) system
C. PV Heater Solution
PV solution is represented by photovoltaic cells and water
tank with 1kW water heater. Price for cables and installation is
negligible.
It is obvious from the TABLE III biggest disadvantage of PV
modules is their lower efficiency compare to the solar thermal
modules.
PV-SDHW system has several potential advantages over
thermal SDHW technologies.
The PV-SDHW system
eliminates the plumbing to and from the rooftop collectors
required in a thermal SDHW system. These pipes connecting
the collectors to a remote water storage tank in a thermal
system can be a significant source of heat losses. The PVSDHW system requires no heat exchanger and antifreeze fluid
for operation in cold climates. These heat exchangers reduce
the efficiency of thermal SDHW systems. The installation of
a PV-SDHW system is simpler than for a thermal system with
no roof penetrations required. System reliability is expected
to be superior in the absence of troublesome, failure-prone
circulating pumps, leaking pipes and fittings, and fouling heat
III.
AVAILABLE COMERCIAL SOLUTION
We can find many available solutions in the market. Presented
sample was from Dražice Company. Chosen solution
represents in this time the highest level of PV-SDHW
technology available in the Czech market. Dražice Company
is focused mainly in water storage tanks production for several
types of usage. There are electric heaters, combine heaters,
indirect heaters, photovoltaic heaters and storage tanks.
Available solution from Dražice Company is LX DC SET
which is shown on Fig. 3.
This system includes control unit which switches electricity
generation between water heater and another energy device
like heat pump thru the inverter or others. Collected solar
energy can flow to the water storage tank or directly to the
inverter and produce electricity. This design can avoid the
29
lowering stress on the transmission and distribution system.
Integration of renewable sources in distributed energy
resources could be also beneficial.
Main problem with microgrid systems is the price of
installation. Basically microgrid systems contain renewable
energy sources, which are still quite expensive in comparison
with classical energy sources. For utilization of microgrid
technologies is necessary to find sustainable systems to connect
and operate device for energy production (gas turbine, PV
cells, fuel cells etc.) and also for energy consumption
(electrical appliances).
stress in the distribution grid, because PV-SDHW solution is
heating water instead of heat pump, so the number of start/stop
cycles of the heat pump compressor is decreasing.
This solution can be extended by smart unit, which is
controlling the demand of electricity consumption in
household and continuously vary energy production between
hot water and electricity.
Introduced solution is one step on the way to the microgrid
technologies with the renewable sources, preferably PV
modules.
B. Pilot smart region project
The Vrchlabí Smart Region project was designed to verify
smart grid concepts in practice for low-voltage automation,
high-voltage automation, and the island operation of a portion
of distribution grid.
The project continued with its implementation phase in 2013,
including primarily distribution grid modification (continued
replacement of high-voltage cables, replacement of technology
in transformer stations) and installation of new technologies
(e.g. protection terminals) that passed tests in a
communication technology lab.
One of the CHP (Combined Heat and Power) units that have
been in operation since 2012 is now equipped with an
automatic island operation system and ready for functional
tests of island operation. It is verified the functional extension
of island operation to heat supplies in the district heating
system in Vrchlabí.
The low-voltage automation concept is ready for functional
tests, as protection panels fitted with remote-controlled
protective devices were installed in a delimited section. In
connection with the automation tasks, a control panel was
installed at the control center in Hradec Králové.
Also, a wireless WiMAX communication system was installed
in 2013 and is now tested in pilot operation.
An important part was successful fulfillment of requirements
under the international Grid4EU project by which the Smart
Region is cofunded. CEZ Group now also leads a Grid4EU
working group focusing on island operations.
Fig. 3. Commercial PV-SDHW System
IV.
UTILIZING MICROGRID
A. Microgrid Technology
Implementation of microgrid technologies helps energy
production and energy consumption become more efficient.
Microgrids combine various distributed energy resources
(DER). Definition of microgrid is not connected to the size or
to the amount of devices, it is about effectivity and cognitive
communication between energy demand and energy
production side. Main parameter is that microgrid can operate
like a standalone system and it can be also connected to the
electricity grid.
Microgrid systems became discussed topic especially with
development of renewable sources. Microgrid is a small scale
energy system with renewable energy sources, traditional
energy sources, storages and with energy management systems
[6], [7]. Energy management system can be operated in smart
buildings, campuses etc. The usage of microgrid technologies
can help the costumers to find the optimum for consumption
and generation of electricity, heat and cold. Microgrid can
operate independently without connecting to distribution grid
(standalone systems) or it can be connected to the main
electricity grid.
Microgrids have several kinds of advantages. For example:
onsite energy consumption during peak power conditions,
C. Application of Microgrids
Calculated solution proved that decreasing cost for PV opens
new possibilities for their application, especially their
application in microgrids and smart grids system are getting
reasonable.
Described available system is in the middle of possible way. It
is obvious, that with enhancement of smart grid technologies
will be necessary to develop systems in each household. It
doesn’t mean that we have to renovate each household energy
system. Smart grid solution should be utilize in new building
especially with connection with low energy and energy
efficient buildings.
Basic purpose of smart grids and microgrids system is to
decrease emission production. The way how to decrease it of
course to decrease primary sources consumption (coal, natural
gas).
30
D. Future solutions
Now we are in state that we have experiences with pilot project
in Vrchlabí, which showed us many problems to be solved.
Influence of this pilot project in overall distribution grid was
not satisfying. In case of investment cost and in case of
increasing efficiency also.
Future design of microgrid system will be focused in energy
efficient buildings with large energy consumption. We consider
case (building) which contains energy sources like gas turbine
or cogeneration unit and also renewable sources. There are
except energy sources also specific energy consumers like
HVAC systems, which require electricity and also heat.
Designed system has to include energy management
scheduling for consumption and also for production.
Scheduling for energy production has to involve weather
prediction for a day in front. So we can easily plan how much
electricity is necessary to store in battery or in case of bad
prediction for long term how much electricity will be necessary
to buy from the distributor.
Very important part is also to concern about the cost for
reserved power capacity. Control strategy has to avoid
overload from the distribution grid. In case of good design of
control strategy we can also work in electricity regulator
regime. Regulating electricity in power peak conditions is very
beneficial services, so economy analysis can get another
perspective.
REFERENCES
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
V. CONCLUSION
Calculation in the section II showed that is possible for heat
storage use also PV modules and with certain cost benefit.
This is entrance gate for utilizing microgrid technologies.
Microgrid technologies are becoming very important sector
for future energy market. Pilot project showed us that is not
reasonable start to build house from the rooftop, but it is
necessary to start from the basic consumers of energy and
manage the consumption and distribution in their side.
ACKNOWLEDGMENT
This research has been partially realized using the support of
Student Grant Competition CTU no. SGS14 / 056 / OHK3 / 1T
/ 12. This support is gratefully acknowledged.
31
A. Ghafoor and G. Fracastoro, “Cost-effectiveness of
multi-purpose solar thermal systems and comparison
with PV-based heat pumps,” Solar Energy, vol. 113, pp.
272–280, 2015.
X. Zhao, X. Zhang, S. B. Riffat, and Y. Su, “Theoretical
study of the performance of a novel PV/e roof module
for heat pump operation,” Energy conversion and
Management, vol. 52, no. 1, pp. 603–614, 2011.
G. Comodi, M. Bevilacqua, F. Caresana, L. Pelagalli, P.
Venella, and C. Paciarotti, “LCA Analysis of Renewable
Domestic Hot Water Systems with Unglazed and Glazed
Solar Thermal Panels,” Energy Procedia, vol. 61, pp.
234–237, 2014.
Y. C. Park and others, “A study on automatic optimal
operation of a pump for solar domestic hot water
system,” Solar Energy, vol. 98, pp. 448–457, 2013.
“Global
Horizontal
Irradiation.”
Solargis,
http://solargis.info/doc/_pics/freemaps/1000px/ghi/Solar
GIS-Solar-map-Czech-Republic-en.png, 2011.
Y. Han, M. Xia, X. Hong, and M. Ye, “A Smooth
Transition Control Strategy for Microgrid Operation
Modes,” Energy Procedia, vol. 61, pp. 760–766, 2014.
I. Patrao, E. Figueres, G. Garcerá, and R. GonzálezMedina, “Microgrid architectures for low voltage
distributed generation,” Renewable and Sustainable
Energy Reviews, vol. 43, pp. 415–424, 2015.
Vlnové jevy na výstupu frekvenčního měniče
Jaroslav Novák
Jan Chyský
Ústav přístrojové a řídicí techniky
ĆVUT v Praze, Fakulta strojní
Praha, ČR
[email protected]
Ústav přístrojové a řídicí techniky
ĆVUT v Praze, Fakulta strojní
Praha, ČR
[email protected]
souřadnicích a k jejich řešení se používá zpravidla metod polí.
Ve speciálních případech těchto systémů lze použít i metod,
které vycházejí z obvodové analýzy, ale musí zde být
respektována skutečnost spojitého rozložení elektrických parametrů systému, tj. využívá se představy spojitého rozložení
nekonečného počtu elementárních obvodových prvků, tj.
rezistorů, induktorů a kapacitorů.
Abstrakt— Příspěvek prezentuje výsledky experimentů
zaměřených na kvantitativní zhodnocení eliminace nežádoucích
jevů, které vznikají při napájení střídavého elektromotoru z
frekvenčního měniče přes dlouhý kabel. Pro eli-minaci byly
využívány různé typy výstupních odrušovacích prostředků.
Sledován byl vliv jednotlivých odrušovacích prostředků zejména
na potlačení přepěťových špiček a na strmost nárůstu napětí.
Dále byl sledován vliv konfigurace obvodu na ztráty v
odrušovacích prostředcích.
Keywords— EMC, přepětí, frekvenční měnič,
tlumivka, sinusový filtr, šířkově pulsní modulace
Tradiční oblastí silnoproudé elektrotechniky, kde není
možno vystačit s modelem obvodu se soustředěnými
parametry,
je
problematika
prostorově
rozsáhlých
energetických přenosových soustav. Význam metod řeše-ní
polí a řešení obvodů se spojitě rozloženými parametry v
silnoproudé elektrotechnice však výrazně vzrostl s rozvojem
využití výkonových polovodičových měničů s rychlými
spínacími tranzistory. Příčinou jsou velké a s frekvencemi
jednotek až desítek kHz periodicky se opakující rychlé změny
obvodových veličin generované při spínání výkonových
tranzistorů. Spínací časy běžných křemíkových tranzistorů
IGBT se pohybují v řádech desetin µs, u nových součástek
technologie SiC jsou spínací časy často pouze desítky ns. Při
takovýchto rychlostech změn obvodových veličin se
nezanedbatelně projevují spojité elektromagnetické jevy již v
prostorově relativně malých systémech s rozměry řádově od
jednotek až desítek m.
výstupní
I. ÚVOD
Při analýze silnoproudých elektrotechnických systémů se
standardně pracuje s popisem založeným na používání obvodů
se soustředěnými parametry. Jedná se o speciální případ, kdy je
systém modelován strukturou, ve které je energie soustředěna v
konečném počtu prostorově oddělených prvků. V takovéto
struktuře je možné k modelování vztahů mezi napětími a
proudy používat Kirchhoffovy zákony a okamžité hodnoty napětí a proudů závisejí pouze na čase. Kritériem použitelnosti
těchto metod analýzy je relace mezi geometrickými rozměry
modelovaného systému a délkami elektromagnetických vln,
které se prostorem šíří. Pro vlnovou délku platí obecný vztah:
λ=
v
f
Typickým případem aplikace výkonového polovodičového
měniče, kde jsou negativní efekty spojené s velkou strmostí
hran generovaných napěťových pulsů významné, jsou pohony s
(1)
asynchronními či synchronními motory napájené z
frekvenčních měničů s tranzistorovým výstupním střídačem,
který formuje výstupní napětí metodou šířkově pulsní
modulace s frekvencemi od jednotek kHz do cca. 20kHz.
Vyjdeme-li ze vztahu (1), lze učinit orientační úvahu určující
řádově délku vedení na výstupu frekvenčního měniče, která je
srovnatelná s délkou elektromagnetické vlny, při které se již
uplatňují jevy související se spojitým rozložením elektromagnetického pole. U nepřímého frekvenčního měniče s
napěťovým meziobvodem, který je napájen ze sítě 3x400V, je
napětí ve stejnosměrném meziobvodu rovno amplitudě
sdruženého napětí sítě, tedy 565V. Na výstupu IGBT střídače
jsou generovány napěťové pulsy s touto amplitudou a strmostí
přibližně 5000V/µs. To odpovídá době nárůstu napěťového
pulsu přibližně 100ns. Budeme-li uvažovat periodu T
vysokofrekvenční složky tohoto pulsu 200ns, lze podle vztahu
(1) vypočítat odpovídající délku elektromagnetické vlny.
Uvažme pro tento případ rychlost šíření vlny v daném prostředí
v = c/2:
(1)
Ve vztahu (1) značí v rychlost šíření elektromagnetické
vlny v daném prostředí, která je v řadě technických případů
blízká rychlosti světla c ≈ 3·108 m/s, a f frekvenci
elektromagnetické vlny. Ze vztahu (1) je zřejmé, že hranice
použitelnosti modelů založených na obvodech se
soustředěnými parametry budou tím užší, čím vyšší budou
frekvence signálů a čím geometricky rozměrnější systém bude.
V případě rychlých změn elektrických a magnetických veličin
a v případě prostorově rozsáhlých systémů již nelze vystačit s
modelem obvodových prvků, u kterých dominuje v jednom
prvku pouze magnetická či elektrická energie, ale oba typy
energie jsou v prostoru spojitě rozloženy a jsou na sobě
vzájemně závislé.
V případě systémů, kde jsou nepoužitelné modely obvodů
se soustředěnými parametry, jsou průběhy okamžitých hodnot
obvodových veličin závislé nejen na čase, ale i na prostorových
32
λ=
v c
3 ⋅ 108
= ⋅T =
⋅ 200 ⋅ 10− 9 = 30m
f 2
2
II. TEORETICKÝ ROZBOR PROBLEMATIKY FREKVENČNĚ
(2)
ŘÍZENÉHO POHONU S DLOUHÝM KABELEM PRO PŘIPOJENÍ
MOTORU
Dlouhé vedení představuje jeden ze speciálních případů,
kdy je nutno uvažovat časové i prostorové závislosti
elektrických a magnetických veličin v daném obvodu, kdy je
však možno pro řešení použít metod vycházejících z teorie
obvodů. To je dáno tím, že prostorové závislosti veličin
obvodu lze vyjádřit jako funkci jedné prostorové proměnné, tj.
souřadnice vzdálenosti ve směru vedení, ve zbývajících dvou
prostorových souřadnicích vedení lze z důvodu jeho
geometrické konfigurace prostorové závislosti neuvažovat.
Dále bude uvažován případ, kdy se nemění průřez vodičů
vedení, nemění se geometrické uspořádání vedení ani
materiálové vlastnosti prostředí. Takovéto vedení se označuje
jako homogenní. Pro případ frekvenčně řízeného pohonu je
začátkem vedení výstup frekvenčního měniče a koncem místo
připojení k motoru. Vzhledem k velkým strmostem
napěťových pulsů generovaných střídačem na výstupu
frekvenčního měniče nelze vlastnosti vedení modelovat
obvodem se soustředěnými parametry pro délky kabelů mezi
měničem a motorem větší než 10 až 20m, jak bylo odvozeno
výše. Vlastnosti vedení je v tomto případě nutné modelovat
jako sériové řazení elementárních dvojbranů, přičemž vstupní a
výstupní napětí a proudy těchto dvojbranů jsou funkcemi času t
a souřadnice x ve směru délky vedení. Okamžitá hodnota
napětí na vstupu elementárního článku vedení má velikost
u(t,x), na výstupu u(t,x+dx), obdobně platí pro velikost
vstupního proudu i(t,x) a výstupního proudu elementárního
článku vedení i(t,x+dx), přičemž dx je délka jednoho
elementárního článku vedení.
Z uvedené úvahy je tedy zřejmé, že spojité
elektromagnetické efekty je nutno u frekvenčně řízených
pohonů zohledňovat již při použití kabelů od měniče k motoru
s délkou od desítek m. Tato konfigurace není v průmyslové
praxi výjimečná.
I bez hlubšího teoretického rozboru je zřejmé, že napěťové
pulsy s velkou strmostí hran, generované při šířkově pulsní
modulaci periodicky na výstupu frekvenčních měničů, budou
zdrojem zejména kapacitních a elektromagnetických rušivých
efektů, lit. [2]. Pro minimalizaci těchto rušivých vlivů se
uplatňuje u frekvenčních měničů na výstupu více typů opatření.
Standardně je nutno připojovat motor k výstupu frekvenčního
měniče stíněným kabelem, jehož oba konce jsou dobře spojeny
s potenciálem ochranného vodiče (země). Při délce kabelu
mezi motorem a měničem větší, než přibližně 15m, kdy se
délka připojovacího kabelu do-stává již do relace s délkou
elektromagnetické vlny podle vztahu (2), se doporučuje
používání i dalších odrušovacích prostředků, jejichž funkcí je
především zmenšení strmosti hran napěťových pulsů, případně
úplná eliminace negativních vlivů formování výstupního napětí
měniče pomocí šířkově pulsní modulace. Nejjednoduššími
výstupními odrušovacími prostředky pro frekvenčně řízené
pohony jsou výstupní tlumivky s feromagnetickým jádrem.
Doporučované indukčnosti výstupních tlumivek jsou v rozmezí
jednotek mH pro jme-novité proudy jednotek A, až setin mH
pro jmenovité proudy stovek A. Dokonalejším výstupním
odrušovacím prostředkem jsou filtry du/dt. Téměř úplnou
eliminaci negativních vlivů šířkově pulsní modulace zajišťují
sinusové filtry. Použití sinusových filtrů je však limitované,
neboť se vyznačují i některými negativy, zejména na nich
vznikají úbytky napětí, ztráty, jedná se o poměrně rozměrná
zařízení a mohou být zdrojem komplikací v součinnosti s
některými typy regulačních struktur frekvenčně řízených
pohonů. Další informace o odrušování frekvenčně řízených
pohonů lze nalézt např. v lit. [4].
Je zřejmé, že u vedení se bude uplatňovat jeho indukčnost,
kapacita, rezistence a svod. Z této skutečnosti pak vychází
struktura elektrického zapojení elementárního článku vedení
(Fig. 1). Při výpočtu poměrů na vedení je nutno uvažovat jeho
parametry vztažené na jednotku délky, tedy rezistence R[Ω/m],
indukčnost L[H/m], kapacita C[F/m] a svod G[S/m].
V tomto příspěvku je věnována pozornost výsledkům
experimentálního testování vlivu parametrů výstupních
tlumivek na charakter napěťových pulsů šířkově pulsní
modulace na svorkách asynchronního motoru připojeného k
měniči přes dlouhý kabel, zejména z hlediska strmosti nárůstu
napětí a z hlediska velikosti přepěťových špiček. Je zřejmé, že
tyto parametry napěťových pulsů jsou významné nejen z
hlediska míry generování rušivých vlivů v okolí frekvenčně
řízeného pohonu, ale i z hlediska napěťového namáhání vinutí
asynchronního motoru a z hlediska velikosti kapacitních
proudů, které se přes motor uzavírají. Je sledována také
problematika ztrát v jádře odrušovacích tlumivek. Pro srovnání
jsou uvedeny některé výsledky získané při použití sinusového
filtru.
Fig. 1. Obvodová struktura jednoho elementu vedení
Pro případ nekonečně krátké délky jednoho elementu
vedení dx→0 lze pro prostorovou změnu napětí na tomto
elementu psát:
−
∂u
∂i
= R ⋅i + L ⋅
∂x
∂t
Obdobně lze pro změnu proudu na elementu vedení psát:
33
(2)
−
∂i
∂u
= G ⋅u + C ⋅
∂t
∂x
zpětnou vlnu napětí, která se šíří v záporném směru. Z řešení
(11) dále vyplývá, že obě vlny se po vedení šíří beze změny
tvaru.
(3)
Analogicky lze psát řešení rovnice (9) pro vlnu proudu:
Eliminací proudu resp. napětí z rovnic (2) resp. (3) po
úpravě dostáváme:
i ( x, t ) = iP ( x − v ⋅ t ) + iZ ( x + v ⋅ t )
∂u
∂u
∂u
+ R ⋅G ⋅u
= L ⋅ C ⋅ 2 + (L ⋅ G + R ⋅ C) ⋅
2
∂t
∂t
∂x
(4)
∂i
∂ 2i
∂ 2i
= L ⋅ C ⋅ 2 + (L ⋅ G + R ⋅ C) ⋅ + R ⋅ G ⋅ i
2
∂t
∂t
∂x
(5)
2
Pro rychlost šíření vlny po vedení je charakteristické, že
nezávisí na geometrickém uspořádání vedení, ale pouze na
permeabilitě a permitivitě prostředí, neboť součin LC je také
nezávislý na tomto geometrickém uspořádání:
v=
Pro řešení mezního případu bezeztrátového vedení (R = 0,
G = 0), kdy se efekty, mající význam při napájení střídavého
elektromotoru z frekvenčního měniče přes dlouhý přívodní
kabel projeví nejvýznamněji, se předchozí rovnice (2) až (5)
upraví do tvaru:
∂u
∂i
−
= L⋅
∂t
∂x
(6)
∂i
∂u
=C⋅
∂x
∂t
(7)
−
(12)
2
∂ 2u
∂ 2u
= L ⋅C ⋅ 2
∂x 2
∂t
∂i
∂i
= L⋅C ⋅ 2
2
∂x
∂t
2
L ⋅C
(13)
V případě rozpojeného konce vedení se energie vlny
nemůže přeměnit na jinou formu a proto dochází k jejímu
odrazu. Odražená vlna postupuje vedením v opačném směru.
Na konci rozpojeného vedení je proud nulový, součet proudu
postupné a zpětné vlny musí být nulový. Elektrické náboje
rozpojených vodičů si zachovávají stejnou polaritu, vlna napětí
se tedy na rozpojeném konci vedení odráží se stejnou polaritou.
(8)
V případě zkratovaného konce vedení je napětí zkratu
nulové. Součet postupné a odražené vlny napětí na
zkratovaném konci vedení tedy zůstává nulový a vlna napětí se
odráží s opačnou polaritou.
(9)
Podrobnější informace o vlnových jevech na vedení lze
nalézt např. v literatuře [3].
V podmínkách výstupního dlouhého kabelu frekvenčního
měniče představuje impedance připojeného motoru pro vlnu
napětí prakticky rozpojený obvod. Naopak výstup měniče má
charakter napěťového zdroje, z hlediska vlnových jevů se
zanedbatelnou vnitřní impedancí, pro vlnu napětí tedy
představuje výstup měniče prakticky zkrat. Při připojení
napěťového pulsu šířkově pulsní modulace měniče na dlouhý
přívodní kabel k motoru postupuje vlna napětí na konec tohoto
kabelu, z hlediska vlny rozpojený, a odráží se se stejnou
polaritou. Při příchodu zpětné vlny k výstupu měniče, tedy
prakticky k místu zkratu, se vlna napětí odráží s opačnou
polaritou a opět postupuje ke konci vedení. Okamžité hodnoty
napětí na kabelu k motoru, na výstupu měniče i na svorkách
motoru jsou dány okamžitým součtem postupných a zpětných
napěťových vln. Popsanou situaci znázorňuje Fig. 2. Závažným
důsledkem těchto jevů je skutečnost, že při odražení vlny
(10)
Řešení rovnice (8) pro vlnu napětí lze psát ve tvaru:
u ( x, t ) = u P ( x − v ⋅ t ) + u Z ( x + v ⋅ t )
µr ⋅ ε r
Zásadní důsledky vlnových jevů na vedení na frekvenčně
řízené pohony s dlouhým kabelem mezi měničem a motorem
mají vlastnosti vlny na rozhraní dvou prostředí. Pro případ
rušivých vlivů způsobených velkou strmostí napěťových pulsů
na výstupu střídače s připojeným dlouhým kabelem k motoru
mají největší význam vlastnosti napěťové vlny na rozpojeném
a zkratovaném konci vedení.
Rovnice (8) a (9) mají tvar obecné jednorozměrné rovnice,
která charakterizuje vlnu dané veličiny, která postupuje
rychlostí v. Uvedené rovnice popisují vlnu napětí a proudu,
která se po bezeztrátovém vedení šíří rychlostí v:
1
c
Je tedy zřejmé, že pro hodnoty relativní permeability a
relativní permitivity µ r = ε r = 1 je rychlost šíření vlny rovna
rychlosti šíření světla ve vakuu c.
2
v=
1
=
µ ⋅ε
(11)
Z tvaru řešení (11) lze odvodit, že vlna napětí se po vedení
šíří ve směru souřadnice x v kladném nebo v záporném směru.
Veličina uP značí postupnou vlnu napětí, veličina uZ značí
34
Měnič: Telemecanique ATV18U90N4, 370W
napětí na svorkách motoru dosahuje okamžitá hodnota tohoto
napětí dvojnásobku napětí napájecího zdroje, tedy dvojnásobku
napětí stejnosměrného meziobvodu frekvenčního měniče.
Popsané jevy se uplatňují periodicky při generování šířkově
pulsní modulace a zvyšují napěťové namáhání izolace vinutí
motoru, což přispívá ke zkrácení její životnosti. Tato
skutečnost je kritická zejména u motorů starší konstrukce, kde
nebylo počítáno s měničovým napájením. Provedení izolace
moderních motorů již zpravidla lépe odpovídá požadavkům na
zvýšené napěťové namáhání při měničovém napájení.
Osciloskop: Tektronix TDS 5032, 350MHz
Napěťová diferenciální sonda: Tektronix P5205, 100MHz
Proudová klešťová sonda: Tektronix A621 50kHz
Stíněný kabel: LiYCY-JZ 3x1,5 - 100m
Nestíněný kabel: HO5VV-F4G1,5B - 100m
Tlumivka 1 resp. 2 resp. 3: 0,9mH, 16A resp. 2,2mH, 10A
resp. 5mH, 3A
Výše
uvedené
odvození
vycházelo
z modelu
bezeztrátového vedení. Ve skutečnosti se na přívodním kabelu
k motoru uplatňuje jeho útlum, vlnové efekty způsobené
velkou strmostí napěťových pulsů tedy postupně odeznívají.
Velikost přepěťových špiček na svorkách motoru rovná
přibližně dvojnásobku napětí stejnosměrného meziobvodu je
však realitou. V případě frekvenčního měniče napájeného ze
sítě 3x400V s dlouhým kabelem k motoru dosahují tedy na
svorkách motoru přepěťové špičky hodnot až cca. 1100V.
Sinusový filtr: SKY 3FSM4-400
TABLE I.
VÝSLEDKY MĚŘENÍ PŘEPĚŤOVÝCH ŠPIČEK A STRMOSTI
NÁRŮSTU NAPĚTÍ
Fig. 2. Šíření vln napětí na dlouhém kabelu mezi měničem a motorem
III. MĚŘENÍ VLIVU VÝSTUPNÍCH TLUMIVEK NA SVORKOVÉ
NAPĚTÍ MOTORU
V rámci spolupráce Ústavu přístrojové a řídicí techniky
Fakulty strojní ČVUT v Praze a firmy Skybergtech s.r.o. byla
provedena série měření vlivu parametrů výstupních tlumivek
na strmost napěťových pulsů a velikost přepěťových špiček na
svorkách motoru při měničovém napájení. Byla provedena
srovnávací měření při připojení motoru k měniči krátkým
kabelem o délce 4,5m a kabely s délkou 100m, stíněným a
nestíněným. Podmínky měření byly následující:
Kabel
stíněný 4,5m
Bez
tlumivky
Tlumivka
0,9mH
Tlumivka
2,2mH
Tlumivka
5mH
Sinus filtr
Strmost LL (V/µs)
3200
Strmost LPE (V/µs)
2800
UMAX
L-L (V)
1080
UMAX LPE (V)
880
170
550
808
680
80
64
800
656
114
60
880
776
-
44
-
220
Kabel
nestíněný
100m
Bez
tlumivky
Tlumivka
0,9mH
Tlumivka
2,2mH
Tlumivka
5mH
Sinus filtr
Strmost LL (V/µs)
Strmost LPE (V/µs)
UMAX
L-L (V)
UMAX LPE (V)
5862
5279
-
-
950
800
680
640
475
511
680
648
330
423
732
676
-
121
-
256
Kabel
nestíněný
100m
Bez
tlumivky
Tlumivka
0,9mH
Tlumivka
2,2mH
Tlumivka
5mH
Sinus filtr
Strmost LL (V/µs)
Strmost LPE (V/µs)
UMAX
L-L (V)
UMAX LPE (V)
3200
2800
1080
880
170
550
808
680
80
64
800
656
114
60
880
776
-
44
-
220
Měření byla prováděna v ustáleném stavu pohonu při
nastavené výstupní frekvenci měniče 50Hz. Efektivní hodnota
Motor: 3f ASM 180W, 380V, 0,65A, 50Hz
35
proudu naprázdno motoru se pohybovala v rozmezí 0,55 až
0,68A. Frekvence šířkově pulsní modulace měniče byla
nastavena na 4 kHz. Strmosti nárůstu napětí na svorkách
motoru a velikosti přepěťových špiček byly odečítány pomocí
osciloskopu. Výsledky měření jsou uspořádány v tabulce Table
I.
vzrůstá hodnota velikosti přepětí a to jak v případě napětí mezi
fázemi, tak v případě napětí fáze proti neživé části. Z hodnot
v tabulce je zřejmé, že zařazení výstupní tlumivky způsobí
menší snížení strmosti napěťových pulsů L-L oproti L-PE,
napěťové špičky L-PE však mají oproti špičkám L-L o málo
nižší hodnotu (Fig.5).
Fig. 3. Průběh napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru – nestíněný
kabel 4,5m, bez tlumivky
Fig. 5. Průběh napětí mezi fází a neživou částí motoru (L-PE) – nestíněný
kabel 4,5m, tlumivka 5mH
Fig. 4. Průběh napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru – nestíněný
kabel 4,5m, tlumivka 5mH
Fig. 6. Průběh napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru – nestíněný
kabel 100m, bez tlumivky (200xzeslabeno sondou)
Z Fig. 3 (připojení nestíněným kabelem 4,5m bez tlumivky)
je v plné míře zřejmá vysoká strmost nárůstu napětí mezi
fázemi (L-L) na svorkách motoru přes 5000V/µs
s pravděpodobnými následky na generování rušivých účinků.
Vzhledem ke krátkému kabelu však nedochází k rozvinutí
vlnových jevů na kabelu a nedojde ke vzniku přepěťových
špiček. Jak je zřejmé z Table. 1 a z Fig. 4, při zařazení výstupní
tlumivky dochází s její rostoucí indukčností ke snižování
strmosti nárůstu napěťového pulsu a to jak u napětí mezi
fázemi (L-L), tak u napětí mezi fází a neživou částí motoru (LPE). Oproti původní hodnotě strmosti nárůstu napětí přes
5000V/µs je vliv tlumivky na snížení strmosti nárůstu napětí
výrazný. Se zařazením indukčnosti však začne docházet
v obvodu k oscilacím, způsobujícím vznik přepěťových špiček
na svorkách motoru. S rostoucí indukčností tlumivky mírně
Na Fig. 6 je průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru
v případě použití nestíněného kabelu 100m bez použití
tlumivky. Na tomto obrázku je zřejmý vliv vlnových jevů na
kabelu, které se s časem tlumí vlivem ztrát na tomto reálném
kabelu. Frekvence kmitů napětí na svorkách motoru je 400kHz.
Tato hodnota je v relaci s dobou šíření napěťových vln na
kabelu. V souladu s Fig. 2 představuje jedna perioda kmitů
napětí na obr. 6 dobu, za kterou projde tlumící se vlna napětí na
reálném kabelu délku kabelu 4xl, tedy 4x100m. Je-li perioda
kmitů napětí T na svorkách motoru (400kHz) 2,5µs, je reálná
rychlost šíření vln napětí po kabelu v dána:
v=
36
4⋅l
4 ⋅ 100
=
= 1,6 ⋅ 108 m / s
−6
T
2,5 ⋅ 10
(14)
frekvenčně řízených pohonů se vždy doporučuje použít stíněný
kabel mezi motorem a měničem bez ohledu na jeho délku, [4].
Tato rychlost je přibližně poloviční vůči rychlosti světla ve
vakuu. Nižší rychlost oproti rychlosti světla ve vakuu je menší
měrou dána zanedbáním odporů a svodů při odvození
v kapitole 2, zejména je naměřené snížení rychlosti šíření
napěťových vln dáno v souladu se vztahem (13) reálnými
hodnotami permeability a permitivity použitého kabelu.
Z Table. 1 a Fig. 6 je zřejmé, že, v souladu s odvozením
v kap. 2, dosahuje hodnota maximálního napětí mezi fázemi na
svorkách motoru při prvním odrazu napěťové vlny 1080V, což
je téměř dvojnásobek napětí stejnosměrného meziobvodu
použitého frekvenčního měniče (400Vx√2=565V). Z Table. 1
je zároveň zřejmé, že vlivem dlouhého kabelu k motoru se
poněkud na svorkách motoru sníží strmost nárůstu napětí
napěťového pulsu.
Z Fig. 7, 8 a z Table. 1 je zřejmé, že zařazení tlumivky na
výstup měniče výrazně omezí strmost nárůstu napětí na
svorkách motoru mezi fázemi i mezi fází a neživou částí,
dochází však ke snížení přepěťových špiček jen o přibližně
20%. Zařazení tlumivek tedy eliminuje výrazně rušivé vlivy
spojené s velkou strmostí nárůstu napěťových pulsů, mnohem
méně velikost přepětí při použití dlouhého kabelu. Zařazení
tlumivek rovněž výrazně snížilo frekvenci kmitů napětí na
svorkách motoru, přibližně 10x.
Fig. 8. Průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru (L-L) – nestíněný
kabel 100m, tlumivka 0,9mH
Fig. 9. Průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru (L-L) – stíněný kabel
100m, sinusový filtr
Fig. 7. Průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru (L-L) – nestíněný
kabel 100m, tlumivka 2,2mH
Z tab. 1 jsou dále patrné rozdíly výsledků při použití kabelu
100m stíněného a nestíněného. Je známou skutečností, že
stíněné kabely se vyznačují vyššími kapacitami. U použitého
stíněného kabelu byla měřením zjištěna kapacita mezi
fázovými vodiči 15nF, mezi fázovým vodičem a stíněním
23nF. U použitého nestíněného kabelu je kapacita mezi
fázovými vodiči 7,5nF. Z hlediska sledovaných parametrů
napěťových průběhů je zřejmé, že stínění kabelu nemá zásadní
kvalitativní vliv. U stíněného kabelu dojde při použití
výstupních tlumivek k poněkud většímu omezení strmosti
nárůstu napěťových pulsů, na druhou stranu jsou zde patrné
vyšší hodnoty přepěťových špiček mezi fázovou svorkou
motoru a jeho neživou částí. To poukazuje na jevy spojené
s výměnou energie mezi výstupní tlumivkou a kapacitami
kabelu, případně motoru, se kterými souvisí vznik přepěťových
špiček na motoru i při použití výstupních tlumivek. U
Fig. 10. Průběh napětí mezi fázovou svorkou motoru a neživou částí motoru
(L-PE) v případě použití sinusového filtru – stíněný kabel 100m, sinusový filtr
37
Zajímavou skutečností je v případě použití stíněného i
nestíněného kabelu 100m nemonotónní závislost strmosti
náběžných hran napěťových pulsů mezi fázemi na svorkách
motoru na indukčnosti tlumivky. Je zřejmé, že pro určitou
hodnotu indukčnosti je strmost nárůstu napěťových pulsů mezi
fázemi minimální, přičemž velikost přepěťových špiček se
s indukčností prakticky nemění. Pro eliminaci rušivých efektů
má tedy smysl v tomto případě velikost indukčnosti výstupní
tlumivky optimalizovat.
Pro srovnání jsou na Fig. 9 a 10 uvedeny průběhy, z nichž
je zřejmé, jaké efekty přináší použití výstupního sinusového
filtru. Z Fig. 9 je patrné, že sinusový filtr v napětí mezi fázemi
téměř beze zbytku eliminuje vlivy spojené se šířkově pulsní
modulací. Strmosti napětí a jejich velikosti mezi fázovou
svorkou motoru a jeho neživou částí nedosahují v případě
použití sinusového filtru kritických hodnot.
Fig. 12. Závislosti fázového ztrátového výkonu výstupních tlu-mivek a
sinusového filtru na frekvenci šířkově pulsní modulace frekvenčního měniče
TABLE II.
IV. ZTRÁTY V TLUMIVKÁCH A SINUSOVÉM FILTRU
Kabel
nestíněný
100m
Tlumivka
0,9mH
Tlumivka
2,2mH
Tlumivka
5mH
Sinus
filtr
V rámci testování vlastností frekvenčně řízeného pohonu
s dlouhým kabelem mezi motorem a měničem byly zjišťovány
i ztráty výstupních odrušovacích prostředků. Jedná se převážně
o ztráty v železném magnetickém obvodu tlumivek. Velikost
ztrát byla posuzována v závislosti na frekvenci šířkově pulsní
modulace měniče (2, 4, 8 a 12kHz) a v závislosti na provedení
kabelu (stíněný/nestíněný). Ztrátové výkony odrušovacího
výstupního členu byly zjišťovány z průběhu okamžitých
hodnot proudu a napětí osciloskopem, násobením
odpovídajících kanálů osciloskopu a vyčíslením střední
hodnoty.
ZTRÁTOVÉ VÝKONY VÝSTUPNÍCH ODRUŠOVACÍCH ČLENŮ
Ztráty/fázi
(W) 2kHz
Ztráty/fázi
(W) 4kHz
Ztráty/fázi
(W) 8kHz
Ztráty/fázi
(W)
12kHz
1,5
2,8
4,7
6
1,6
2,6
4
5,2
1,8
3
4,6
5,7
3,2
2,7
1,8
1,8
Ztráty/fázi Ztráty/fázi Ztráty/fázi Ztráty/fázi
Kabel
(W) 2kHz (W) 4kHz (W) 8kHz
stíněný
(W)
100m
12kHz
Tlumivka
3,2
4,4
7,1
8,5
0,9mH
Tlumivka
5,5
9
12,5
19,3
2,2mH
Tlumivka
2,5
4,35
8,5
12,4
5mH
Sinus
3,8
2,9
1,6
1,4
filtr
V Table. II. a v Fig. 12 je provedeno srovnání ztrátového
výkonu odrušovacích výstupních členů. Uváděné ztrátové
výkony se vztahují na jednu fázi tlumivek resp. sinusového
filtru. Je patrné, že u výstupních tlumivek se s rostoucí spínací
frekvencí šířkově-pulsní modulace zvyšuje jejich ztrátový
výkon. Tato skutečnost vychází ze Steinmetzova vztahu pro
vyčíslení ztrát v železném magnetickém obvodu ∆PFe:
Fig. 11. Průběhy okamžitých hodnot napětí (žlutě) a proudu (modře) tlumivek
sinusového filtru
Na Fig. 11 jsou pro ilustraci uvedeny průběhy okamžitých
hodnot napětí a proudu na tlumivce sinusového filtru. Je
zřejmé, že napětí je tvořeno střídavými obdélníkovými pulsy
se střední hodnotou blízkou nule, proud je filtrován, přičemž
jeho průběh je trojúhelníkový a odpovídá integrálu napěťových
pulsů.
∆PFe ≈ B 2 ⋅ f 1,3
(15)
Při zvětšení frekvence šířkově-pulsní modulace f se podle
vztahu (15) zvyšují ztráty v železe a zároveň dochází ke
zvýšení proudů vyšších harmonických složek vlivem poklesu
impedance parazitních kapacit kabelu a motoru a tím i
odpovídajících složek magnetické indukce. Naproti tomu se
ztrátový výkon sinusového filtru, resp. ztráty v železném
38
magnetickém obvodu jeho tlumivek, snižuje. To je dáno
skutečností, kdy je pro vyšší harmonické složky proudu
vytvořena prakticky zkratová cesta přes kondenzátory
sinusového filtru. Snižování ztrátového výkonu magnetického
obvodu sinusového filtru s rostoucí frekvencí šířkově-pulsní
modulací je potom dáno nižším obsahem vyšších
harmonických složek a menším zbytkovým zvlněním proudu
při rostoucí frekvenci. Další informace o problematice ztrát
v magnetických obvodech tlumivek sinusových filtrů lze nalézt
v [1].
Z výsledků měření v Table. II. je zřejmé, že ztráty ve
výstupních odrušovacích tlumivkách jsou nižší v případě
použití nestíněného kabelu. To je dáno jeho nižší kapacitou
oproti kabelu stíněnému a větší kapacitní impedancí kabelu pro
vyšší harmonické složky proudu, které jsou tím menší, což
koresponduje s menší hodnotou magnetické indukce
v magnetickém obvodu tlumivky. Vliv stíněného kabelu na
ztráty v magnetickém obvodu tlumivek se samozřejmě
prakticky neprojevuje v případě použití sinusového filtru.
LITERATURA
Provedená analýza a měření tvoří jen velmi malou část
alternativ a konfigurací výstupních obvodů frekvenčních
měničů z hlediska zmapování všech efektů a vlivů. Charakter
jevů i rušivých vlivů výstupního napětí frekvenčních měničů
formovaného šířkově pulsní modulací závisí například i na
délce a parametrech kabelu, parametrech výkonových
polovodičových součástek měničů, konstrukci odrušovacích
členů. V provedených měřeních byly potvrzeny a rozšířeny
poznatky zejména o těchto skutečnostech:
Použití sinusového filtru téměř zcela eliminuje
rušivé vlivy šířkově-pulsní modulace napětí
měniče.
•
Při použití výstupních tlumivek se na svorkách
motoru při použití dlouhého přívodního kabelu od
měniče výrazně sníží strmost nárůstu napěťových
pulsů, přepěťové špičky se sníží jen o přibližně
desítky %.
•
Přepěťové špičky se vyskytují mezi fázovými
svorkami motoru navzájem i mezi fázovými
svorkami motoru a jeho neživou částí.
•
Použití stíněného nebo nestíněného kabelu nemá
kvalitativní vliv na tyto jevy.
Ztrátové výkony v magnetických obvodech
výstupních tlumivek jsou vyšší v případě použití
stíněného kabelu.
PODĚKOVÁNÍ
[1]
•
•
Tento příspěvek vznikl v rámci podpory z projektu
TE01020020 – Centrum kompetence automobilového
průmyslu.
V. ZÁVĚR
Vysoká strmost nárůstu napěťových pulsů
generovaných spínacími tranzistory na výstupu
frekvenčního měniče způsobuje při použití
dlouhého kabelu k motoru generování napěťových
špiček na svorkách motoru s velikostí až
dvojnásobku hodnoty napětí stejnosměrného
meziobvodu měniče.
Ztrátové
výkony
v magnetickém
obvodu
výstupních tlumivek se zvyšují s rostoucí
hodnotou frekvence šířkově-pulsní modulace
měniče, ztrátové výkony v magnetickém obvodu
tlumivky sinusového filtru se snižují s rostoucí
hodnotou frekvence šířkově-pulsní modulace
měniče.
Omezování strmosti napěťových pulsů na výstupu
frekvenčního měniče má pozitivní vliv na eliminaci rušivých
efektů frekvenčně řízených elektromotorů. Pro kvantitativní
zmapování tohoto vlivu se v současnosti ve spolupráci ČVUT
v Praze Fakulty strojní a firmy Skybergtech s.r.o. připravují
měření vyzařování rušivých polí v okolí dlouhého přívodního
kabelu od frekvenčního měniče k motoru.
Z Table. II a Fig. 12 je zřejmé, že nejvyšší hodnotu ztrát má
výstupní tlumivka 2,2mH. Z naměřených hodnot ztrátových
výkonů tlumivek v tomto případě však nelze činit obecné
závěry z hlediska velikosti indukčnosti, neboť u testovaných
tlumivek není sjednocena jejich konstrukce po stránce
materiálu magnetického obvodu.
•
•
[2]
[3]
[4]
39
Novák, J., Chyský, J. Kořínek, P.: Ztráty sinusových filtrů pro měniče se
spínacími tranzistory, Časopis ELEKTRO 2013, roč. 23, č. 10,
vydavatelství FCC Public, ISSN 1210-0889
Kůs, V., Skála, J., Hammerbauer, J.: Elektromagnetická kompatibilita
výkonových elektronických systémů, Ben – nakladatelství technické
literatiry, Praha 2013, ISBN 978-80-7300-476-7
Mikulec, M.: Teorie obvodů, vydavatelství ČVUT, Praha 1984
Novák, J: Frekvenčně řízené elektrické pohony a jejich
elektromagnetická kompatibili-ta. Časopis ELEKTRO, roč. 2005, č. 7,
Praha 2005. ISSN 1210-0889.
Možnost využití algoritmu Learning Entropy pro
fuzzy systémy
Jan Vrba
Ústav přístrojové a řídicí techniky
Fakulta strojní, České vysoké učení technické v Praze
Praha, Česká republika
[email protected]
Abstract—Článek pojednává o možnosti využití algoritmu
Learning Entropy s využitím Mamdaniho fuzzy systému pro
adaptivní novelty detection.
nelineární. Pro takto navrženou strukturu fuzzy systému,
můžeme použít metodu Gradient Descent (více viz [5]), kterou
lze popsat následujícími kroky:
Keywords — learning entropy; adaptivní fuzzy systémy;
gradient descent; novelty detection
Krok 1: Počáteční nastavení adaptabilních parametrů (viz [5]).
naměřených dat
I. ÚVOD
Novelty detection, tedy snaha o zjištění, zdali se nová data
nějak liší od již získaných dat, je stále aktuálním tématem
výzkumu (viz [1]). Na našem ústavu byl postupně vyvinut
algoritmus Learning Entropy (viz [2],[3],[4]), který využívá
neuronové sítě. Protože funkci fuzzy systému můžeme
jednoduše reprezentovat pomocí dopředné sítě (viz [5]), nabízí
se možnost pokusit se využít algoritmus Learning Entropy i pro
fuzzy systémy. Navíc se domnívám, že detekce novosti může
být významná i z pohledu možného detekování emergentní
situace v komplexním systému (viz [6],[7]).
∑
f (x ) =
∏
∑ ∏
) , v q-té etapě adaptace, q = 0,1,2,...
menší než požadovaná hodnota ε, případně dokud hodnota q
nedosáhne nějaké specifické hodnoty.
Krok 5: Návrat do kroku 2 s použitím nově získaných dat
xop +1 ; yop +1 .
(
)
Pokud budeme adaptovat parametry systému pouze v jednom
kroku, tedy max(q) = 1, můžeme se pokusit na základě změn
adaptabilních parametrů fuzzy systému zjistit, zda nově
naměřená data obsahují něco nového.
A. Adaptace fuzzy systému pomocí algoritmu Gradient
Descent
Uvažujme SISO Mamdaniho fuzzy systém, reprezentovaný
součinovým inferenčním mechanismem, fuzzyfikace využívá
metody singleton a defuzifikace metody těžiště. Dále uvažujme
Gaussovské funkce příslušnosti. Tento systém můžeme zapsat
ve tvaru
2 
 
l
 x −x  
exp −  i l i  
i =1
  σ i  


2 

l
n
 x −x  
exp −  i l i  
i =1
  σ i  


)
Krok 4: Návrat do kroku 2. q = q + 1, dokud f − yop není
ENTROPY

yl 
l =1



M

l =1 

(
xop ; yop
Krok 3: Výpočet parametrů xil (q + 1) , σ il (q + 1) y l (q + 1)
II. ADAPTIVNÍ FUZZY SYSTÉM A ALGORITMUS LEARNING
M
(
Krok 2: Výpočet hodnoty funkce f xop , xil (q ), σ il (q ), y l (q ) z
B. Použití algoritmu Learning Entropy
Algoritmus Learning Entropy a související problémy jsou
podrobně popsány v publikacích [2],[3],[4]. Pro stručnost
uveďme pouze klíčové koncepty, kterými jsou Adaptation Plot,
reprezentující neobvykle velkou změnu adaptabilních
parametrů (označme jakýkoliv adaptabilní parametr jako w). V
každém kroku můžeme vyhodnotit změnu adaptabilních
parametrů podle následujícího pravidla:
n
(
(1)
)
if ∆w j (k ) > α j ∆w j (k ) → zakresli AP marker
kde α je citlivostní parametr a ∆w j (k ) je plovoucí průměr
kde M je počet pravidel fuzzy systému, n je dimenze fuzzy
systému a xil , σ il a y l jsou adaptabilní parametry, přičemž
závislost f(x) na parametrech definujících funkce příslušnosti je
absolutních hodnot změn j-tého adaptabilního parametru w.
Protože nalezení vhodného nastavení parametrů α j je
40
komplikované (viz [2]), použil jsem tzv. AISLE (Approximate
Individual Sample Learning Entropy), která aproximuje
hodnotu learning entropy. Pro každý nový vzorek pak můžeme
vypočítat AISLE jako
E A (k ) =
1
n ⋅ nα
∑ {N (α );α ∈ {α , α ,..., α },α
1
2
n
1
> α 2 > ... > α n }
(2)
Pro praktické využití je vhodné využít vyšší řády learning
entropy (viz [2]).
III. VÝSLEDKY EXPERIMENTŮ
Uvažujme
systém
popsaný
rovnicí
y (k + 1) = y (k ) + sin (0.1 ⋅ u (k )) , přičemž jako vstupní signál
uvažujme pro jednoduchost u (k ) = k . V tomto systému dojde
v kroku 500 k pertubaci a výstup systému je dán jako
y (500 ) = 0.3 ⋅ y (499) + cos(0.1 ⋅ u (499)) . Tento systém můžeme
modelovat dvoudimenzionálním Mamdaniho fuzzy systémem s
8 pravidly. Výsledky experimentů následují.
Obr. 3: Normalizovaná chyba predikce
IV. ZÁVĚR
Z výsledků experimentů je patrné, že algoritmus Learning
Entropy, pracující v tomto případě pouze s adaptabilními
parametry y l , je schopen detekovat náhlou pertubaci
v naměřených datech (viz obr. 2). Tím získávají fuzzy systémy
novou možnost využití, i když je ještě potřeba některé aspekty
využití algoritmu LE ověřit (např. možnost vyhodnocování
parametrů xil , σ il ).
Během experimentování jsem narazil na několik problémů,
ať už se jednalo o volbu počátečního nastavení parametrů
fuzzy systému, normalizaci dat pro fuzzy systém, volbu
parametrů citlivosti, nebo adaptaci rychlosti učení fuzzy
systému, která se zdá být poměrně neprobádaným polem (na
toto téma existuje jen velice málo článků). Dalším otevřeným
problémem je, jak případně rozlišit pertubaci systému od
nějaké emergentní situace, ale to již spadá spíše do
problematiky diagnostiky.
Obr. 1: Změřené a předikované hodnoty
LITERATURA
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
Obr. 2: Detekce novosti v k = 500 pomocí AISLE řádu 1 z
parametrů y l
[7]
41
Intelligent systems 2014: Proceedings of the 7th International
Conference Intelligent Systems IS 2014, September 24. 1st edition.
ISBN 9783319113098.
Bukovsky, I. Learning Entropy: Multiscale Measure for Incremental
Learning¨, journal of Entropy, special issue on Dynamical Systems,,
ISSN 1099–4300, 2013, 15(10), 4159-4187; doi:10.3390/e15104159
Bukovsky, I., Kinsner, W., Bila, J.: „Multiscale Analysis Approach for
Novelty Detection in Adaptation Plot“, 3rd Sensor Signal Processing for
Defence 2012 (SSPD 2012), Imperial College London, UK, September
24-27, 2012, doi: 10.1049/ic.2012.0114, E-ISBN: 978-1-84919-712-0.
Ivo Bukovsky, Noriyasu Homma, Matous Cejnek and Kei Ichiji: "Study
of Learning Entropy for Novelty Detection in Lung Tumor Motion
Prediction for Target Tracking Radiation Therapy", The 2014
International Joint Conference on Neural Networks (IJCNN 2014), IEEE
WCCI 2014, Beijing, 2014.
Li-Xin, Wang. A Course in Fuzzy Systems and Control. Prentice-Hall
PTR, Englewood Cliffs, NJ, 1997.
Bila, J.: “Processing of Emergent Phenomena in Complex Systems” in:
International Journal of Enhanced Research in Science Technology and
Engineering, Vol. 3, No. 7, (2014), 1-17.
Bila, J. “Syntheses of Technological Materials as Emergences in
Complex Systems,” 20th Intern. Conference on Soft Computing –
MENDEL 2014, vol. 1, pp. 255-262, June, 2
Realization of 1200 V, 50 A SiC MOSFET Inverter
for Permanent Magnet Synchronous Motor
Martin Novák, Jaroslav Novák, Oleg Sivkov
Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering,
Czech Technical University in Prague,
Prague, Czech Republic
{martin.novak ; jaroslav.novak ; oleg.sivkov}@fs.cvut.cz
losses of SiC inverter. The switching off losses of Si IGBT
inverter were approximately 20 times higher than of SiC
MOSFET inverter. The other issue of this paper was to reduce
the overshoot arising at the output of the SiC gate that was
caused by the parasitic inductances and capacitances on the
PCB.
Abstract— This paper investigates CCS050M12CM2 1200V,
50A module that functions as the SiC inverter applied to a
permanent magnet synchronous motor (PMSM). First the
comparison between SiC and conventional IGBT inverter was
introduced. It showed that SiC converter has smaller static and
switching losses. Then the experimental results of SiC converter
designed were presented. The inverter with the conventional
design (as IGBT) couldn't function at nominal voltage and high
switching frequency due to voltage ringing caused by large
parasitic inductances. The improved version of the inverter was
designed in order to reduce the parasitic inductances. Finally the
inverter could function under the nominal voltage 560 V and
under high frequencies 200-500kHz. The voltage overshoot was
also reduced by increasing slightly the value of the gate resistance
slowing down the switching speed.
Investigation of 1.2 kV SiC MOSFET is realized in paper
[4]. SiC MOSFET is compared with SiC JFET and Si
CoolMOS. Advantages and disadvantages of the SiC
MOSFET are summarized in this paper. The results show that
SiC MOSFET in spite of having the lower total power loss due
to its low on-resistance, it suffers from the diode reverse
recovery time. A zero voltage switching (ZVS) operation
makes suffers the diode reverse recovery time faster and thus
SiC MOSFET becomes unbeatable alternative to Si.
Keywords—SiC inverter; parasitic inductance; PMSM; power
system; switching frequency; inverter characteristic; frequency
oscillation.
I.
The analysis of the effects of parasitic inductances and
device capacitances on 1200 V, 35 A SiC MOSFET is
investigated in paper [5]. After some basic description of the
investigated SiC MOSFET module the paper comes to the
conclusion that the maximum allowable parasitic inductances
are: power loop inductance Lp= 200 nH, source inductance
Ls=20 nH, DC bus return inductance Ldcr=30mH.
INTRODUCTION
SiC MOSFETs have been implemented to improve the
performance, efficiency, temperature capability and to reduce
losses of power systems. They are believed to be the best
solution for power electronic converters due to their great
advantages in comparison to conventional Si IGBTs for
medium voltage. SiC MOSFETs provide much faster
switching of the module transistors than the previous Si
IGBTs reducing thus the switching losses. This results in
higher efficiency, reduction in weight, necessity of a smaller
heatsink etc.
The interconnection of two parasitic inductances:
switching loop inductance Ld and common source inductance
Ls on MOSFET switching characteristics is studied in paper
[8]. The calculated results show that: Energy loss is 15 mJ at
Ld= 20nH and Ls=0, energy loss 22 mJ at Ld= 10nH and
Ls=10 nH, energy loss 32 mJ at Ld= 0nH and Ls=20 nH.
The soft-switching strategy as the option in-order-to
reduces parasitic inductances is introduced in paper [10] .The
converter is tested at 1 MHz, 1.7 kW and 600V under both:
hard switching and soft switching strategy. The final results
comparison of that research show that SiC MOSFET inverter
hard switching total losses are 140 W and efficiency 91%, and
soft-switching losses are 115 W and efficiency 93.5%.
The comparison between SiC MOSFET and Si IGBT in
paper [1] show that the efficiency of SiC MOSFET is 99% at
frequency 20 kHz and 98.5% at 40 kHz; the efficiency of Si
IGBT is 98.5% at 20 kHz and 97.6% at 40 kHz. From the total
losses of the inverter, the MOSFET loss is 20.4 % and IGBT
total loss is 30.4 % at 40 kHz. Thus the results show that the
SiC MOSFET inverter has higher efficiency and lower
conduction loss at the same switching frequency.
The challenges in switching SiC MOSFET are described in
[11]. Different efforts of circuit design are made to prevent the
large overshoot and oscillations. Kelvin-Source connection
had significantly reduced the parasitic source induction Ls.
The parallel ceramic capacitors had affectively reduced total
Ld.
The simulation results comparison between SiC MOSFET
and Si IGBT for wind turbine applications of paper [2] show
that at switching frequency 50 kHz SiC converter efficiency is
85% and Si IGBT converter efficiency is 44%.
A brief comparison between SiC MOSFET and Si IGBT is
introduced in paper [3]. The experimental results showed that
static losses of Si inverter were almost 2 times higher than the
42
II.
COMPARISON OF SIC AND IGBT INVERTERS
The investigated SiC MOSFET inverter is based on
CCS050M12CM2 module (Cree) 1200 V 50 A ton=21 ns, toff
=50 ns. The IGBT inverter is based on SKM75GD124D
module (Semikron) V, 75 A ton=60 ns, toff =420 ns. As from
datasheet parameters we see that SiC inverter has significantly
smaller on and especially off time.
In order to compare the IGBT and SiC modules
experimentally, the static and switching losses were measured.
Only one out of the six module transistor was used.
The experimental results comparing the static losses of
both modules are shown in Fig. 1. The IGBT transistor yields
a voltage drop of 3V whereas the SiC transistor exhibits a
voltage drop of only 1.7V. The IGBT loss is 76% higher as
compared to the SiC. In Fig. 1 a small dependence of the loss
on the transistor voltage is visible. Nevertheless for voltages
>10V the dependence is insignificant. For the IGBT module
the experiment was carried out only for voltage 30V.
The measured switching losses for both transistor types are
shown in Fig. 2. Turn-on and turn-off losses are shown
separately.
It has to be noted that the losses were not measured for the
same transistor current. For the IGBT the current was 2.5A,
for the SiC the current was 1A. Despite this fact the difference
in switching loss (especially turn-off loss) is very significant.
For e.g. 7 kHz the SiC turn-on switching loss Pon is 32mW,
turn-off loss Poff is 315mW. At 6 kHz the IGBT turn-on
switching loss Pon is 35mW, turn-off loss Poff is 18.1 W!
Therefore it is impossible to apply the IGBT inverter with
a high switching frequency around 100 kHz as required by the
high speed PMSM where the fundamental current frequency is
around 4 kHz. A new SiC inverter has to be developed.
Fig. 2. Comparison of IGBT and SiC transistor switching losses
III.
REDUCTION OF PARASITIC INDUCTANCES IN THE DC
INTERMEDIATE CIRCUIT
The investigated SiC MOSFET converter functions as a
conventional two-level three-phase voltage source inverter
supplying the PMSM. The simplified circuit diagram of the
inverter is shown in Fig. 3. The high switching frequency
enables to adequately modulate the PMSM currents and to
achieve high speed of the synchronous motor. The projected
motor speed is 250 000 RPM resulting in current frequency
~4.2 kHz. Currently the PMSM runs at 100 000 RPM.
Traditional approaches of PCB design used for IGBT
inverters were used. However an unacceptable ringing –
oscillations – of voltage and current was discovered during the
testing. An example of the measured waveforms for transistor
turn-off with visible ringing is shown in Fig. 4. In this figure
Vgate is the transistor gate-source voltage from the driver,
Vload trans is the transistor drain-source voltage, Vload load
is the voltage on the load and Vdc is the voltage in the DC
intermediate circuit. The inverter was connected as chopper
for this experiment but the same ringing was visible also for a
three phase load. It also has to be noted that only a low voltage
could be used for testing.
Fig. 1. Comparison of IGBT and SiC transistor static losses
Fig. 3. Simplified scheme of three-phase MOSFET inverter driving the
synchronous motor
43
Fig. 6. SiC voltage waveforms of improved version under the same
parameters as in Fig. 4
Fig. 4. Inverter output voltage with ringing
A more significant and more difficult problem to solve was
the minimization of parasitic inductances in the DC
intermediate circuit. The low damping caused oscillations as
well. It this circuit it is not possible to add any additional
resistor to dampen the oscillations as this would add extra
losses in the circuit. Therefore is was necessary to reduce the
parasitic inductance in the circuit.
Therefore the second inverter version used a different PCB
track arrangement – vertically spaced traces - as shown in
Fig. 5b. In order to fit this arrangement on the PCB of the
same size it was necessary to reduce the number of DC link
capacitors. The reduction from 24 to 6 capacitors reduced the
maximal voltage to 800V (maximal capacitor voltage) while
maintaining the capacity to 90µF. The module maximal
voltage (1200V) is not fully utilized but for the targeted
application the maximal voltage will be 600V. Same
capacitors were used in both designs.
Approaches described in [12] were adopted to reduce the
parasitic inductance, capacitance and to suppress EMI. A
significant change between the versions was also the
component and PCB trace placement. The first inverter
version used coplanar PCB traces - Fig. 5a. It allowed easier
DC link capacitor placement a series parallel combination and
the use of the full module voltage 1200V. However the value
of the parasitic inductance and the amplitude of the
oscillations were unacceptable as can be seen in Fig. 4.
The PCB was also made thinner than usual – 0.8mm. The
thickness reduction moved the PCB traces closer together
further reducing parasitic inductance.
The inverter voltage waveforms at the same power supply
is in the Fig. 6. The voltage ringing of drain source transistor
have significantly reduced.
Fig. 5. PCB trace arrangement
Fig. 7. Inverter output voltage with ringing with Rg = 12 Ω
44
IV.
CONLUSIONS AND FURTHER WORK
The comparison between SiC and IGBT inverters in
experimental results showed that SiC inverter has smaller
switching on and off losses. However a traditional PCB design
of the inverter as used for IGBTs causes problems with
excessive parasitic inductances on the board. The parasitic
inductances together with the high speed switching of the SiC
transistor cause unacceptable voltage and current ringing.
Thus the SiC inverter wasn't able to function at full nominal
voltage under traditional PCB design. The new PCB design
was implemented in order to reduce the parasitic inductance.
The vertically spaced PCB trace arrangement was realized
instead of previous coplanar traces that resulted a parasitic
inductance reduction by a factor of 10. As experimental results
have showed the improved inverter could normally function at
nominal voltage of 560 V without significant ringing.
However the increase of the gate resistor value lead to an
increase of the transistor turn-on time from 50 ns to 80 ns
causing thus the increased switching losses. Therefore one of
the future steps will be the tuning of switching process that has
to be fast enough to reduce switching losses but at the same
time without or with low ringing. The optimisation of the
circuit will try to find a trade-off between minimal switching
time and an acceptable amplitude of the ringing. Another
optimized parameter has to be the turn-off time. The turn off
time must reduced to 100 ns instead of the current 500 ns.
Fig. 8. Inverter output voltage with ringing with Rg = 47 Ω
The other challenge in this research was the overshoot of
the drain-source voltage. The drain-source voltage waveform
in the Fig. 7 (that is measured under higher power supply
voltage) shows some overshoots. This measurements were
done under with gate resistor Rg = 12 Ω. Under such
conditions the power transistors remained under stress. The
voltage waveforms with increased resistor Rg = 47 Ω is in the
Fig. 8. The voltage overshoot has been significantly reduced.
Acknowledgment
With the described improvements it was possible to test
the board with the full voltage. The measured waveform is
shown in Fig. 9 no oscillations are present. The only
disadvantage is the increase of the turn-off time that will be
investigated in the future researches.
This work was supported in part by the Czech Technical
University in Prague internal Grant SGS15/190/OHK2/3T/12"
Development of measuring, simulation and control methods
with focus to high speed machines" and in part by grant
TE01020020 - Josef Božek Competence Centre for
Automotive Industry. This support is gratefully acknowledged.
References
[1]
[2]
[3]
[4]
Fig. 9. Inverter output voltage without ringing at full supply voltage, Rg=47 Ω
[5]
[6]
45
Gangyao Wang; Fei Wang; Magai, G.; Yang Lei; Huang, A.; Das, M.,
"Performance comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V
100A silicon IGBT," Energy Conversion Congress and Exposition
(ECCE), 2013 IEEE , vol., no., pp.3230, 3234, 15-19 Sept. 2013
Hui Zhang; Tolbert, L.M., "Efficiency Impact of Silicon Carbide Power
Electronics for Modern Wind Turbine Full Scale Frequency Converter,"
Industrial Electronics, IEEE Transactions on , vol.58, no.1, pp.21, 23,
26, 28, Jan. 2011
Sivkov, O.; Novak, M., "Implementation of SiC inverter for high
frequency, medium voltage applications," Mechatronics - Mechatronika
(ME), 2014 16th International Conference on , vol., no., pp.477,483, 3-5
Dec. 2014 doi: 10.1109/MECHATRONIKA.2014.7018306
Honggang Sheng; Zheng Chen; Wang, F.; Millner, A., "Investigation of
1.2 kV SiC MOSFET for high frequency high power applications,"
Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2010
Twenty-Fifth Annual IEEE , vol., no., pp.1572,1577, 2125 Feb. 2010
Nayak, P.; Krishna, M.V.; Vasudevakrishna, K.; Hatua, K., "Study of
the effects of parasitic inductances and device capacitances on 1200 V,
35 A SiC MOSFET based voltage source inverter design," Power
Electronics, Drives and Energy Systems (PEDES), 2014 IEEE
International Conference on , vol., no., pp.1,6, 16-19 Dec. 2014
Kono, H.; Takao, K.; Suzuki, T.; Shinohe, T., "High-speed and low
switching loss operation of 1700 V 60 A SiC MOSFETs installed in low
parasitic inductance module," Power Semiconductor Devices & IC's
[7]
[8]
[9]
[10]
[11]
[12]
[13]
[14]
[15]
[16]
[17]
[18]
[19]
[20]
(ISPSD), 2014 IEEE 26th International Symposium on , vol., no.,
pp.289,292, 15-19 June 2014
Teulings, W.; Schanen, J.L.; Roudet, J., "MOSFET switching behaviour
under influence of PCB stray inductance," Industry Applications
Conference, 1996. Thirty-First IAS Annual Meeting, IAS '96.,
Conference Record of the 1996 IEEE , vol.3, no., pp.1449,1453 vol.3, 610 Oct 1996
Xiao, Y.; Shah, H.; Chow, T.P.; Gutmann, R.J., "Analytical modeling
and experimental evaluation of interconnect parasitic inductance on
MOSFET switching characteristics," Applied Power Electronics
Conference and Exposition, 2004. APEC '04. Nineteenth Annual IEEE ,
vol.1, no., pp.516,521 Vol.1, 2004
Yamamoto, M., "Full SiC soft switching inverter — Stability
performance for false turn on phenomenon," Power Electronics and
Drive Systems (PEDS), 2013 IEEE 10th International Conference on ,
vol., no., pp.159,164, 22-25 April 2013
Awwad, A.E.; Birgel, P.; Dieckerhoff, S., "Investigation of 1.2 kV SiC
MOSFETs for hard- and soft-switching converters," Power Electronics
and Applications (EPE'14-ECCE Europe), 2014 16th European
Conference on , vol., no., pp.1,10, 26-28 Aug. 2014
Li, Helong; Munk-Nielsen, Stig, "Challenges in Switching SiC
MOSFET without Ringing," PCIM Europe 2014; International
Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion,
Renewable Energy and Energy Management; Proceedings of , vol., no.,
pp.1,6, 20-22 May 2014
Michel Mardiguian, Donald L Sweeney, Roger Swanberg, "Controlling
Radiated Emissions bz design". Third Edition, ISBN 978-3-319-04770-6
Kadavelugu, A.; Baliga, V.; Bhattacharya, S.; Das, M.; Agarwal, A.,
"Zero voltage switching performance of 1200V SiC MOSFET, 1200V
silicon IGBT and 900V CoolMOS MOSFET," Energy Conversion
Congress and Exposition (ECCE), 2011 IEEE , vol., no., pp.1819,1826,
17-22 Sept. 2011
F. Merienne, J. Roudet, JL. Schanen, “Switching disturbance due to
source inductance for a power MOSFET: analysis and solutions,” Power
Electronics Specialists Conference. PESC ’96 Record., 27th Annual
IEEE,1996, vol. 2,pp.1743-1747.
B. Yang, J. Zhang, “Effect and utilization of common source inductance
in synchronous rectification,” in Proc.IEEE APEC, 2005, vol. 3, pp.
1407-1411.
Tiefu Zhao; Jun Wang; Huang, A.Q.; Agarwal, A., "Comparisons of SiC
MOSFET and Si IGBT Based Motor Drive Systems," Industry
Applications Conference, 2007. 42nd IAS Annual Meeting. Conference
Record of the 2007 IEEE , vol., no., pp.331,335, 23-27 Sept. 2007
Rodriguez, M.; Rodriguez, A.; Miaja, P.F.; Sebastian, J., "Analysis of
the switching process of power MOSFETs using a new analytical losses
model," Energy Conversion Congress and Exposition, 2009. ECCE
2009. IEEE , vol., no., pp.3790,3797, 20-24 Sept. 2009
Stevanovic, L.D.; Matocha, K.S.; Losee, P.A.; Glaser, J.S.; Nasadoski,
J.J.; Arthur, S.D., "Recent advances in silicon carbide MOSFET power
devices," Applied Power Electronics Conference and Exposition
(APEC), 2010 Twenty-Fifth Annual IEEE , vol., no., pp.401,407, 21-25
Feb. 2010
Rixin Lai; Lei Wang; Sabate, J.; Elasser, A.; Stevanovic, L.,
"Highvoltage high-frequency inverter using 3.3kV SiC MOSFETs,"
Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), 2012
15th International , vol., no., pp.DS2b.6-1,DS2b.6-5, 4-6 Sept. 2012
Xun Gong; Ferreira, J.A., "Investigation of Conducted EMI in SiC JFET
Inverters Using Separated Heat Sinks," Industrial Electronics, IEEE
Transactions on , vol.61, no.1, pp.115,125, Jan. 2014
46
Inter-area Power Oscillation and Potential
Application Phasor Measurement Units for the 500kV
VietNamese Power System
Le Thi Minh Trang. MSc, Mechanical Engineering Faculty, CTU in Prague
Email: [email protected]
substations. This problems create high power swings in the
regions and outweigh transmission capacity of power system.
The fact experience has proved that the power flow is
calculated and researched carefully to ensure the boundary
values of: (1) Voltage stability, (2) Transient stability.
Abstract— The Vietnamese power system is being expanded,
upgraded, along with the construction of the power lines and new
substations. The development of the Extra High Voltage network
of 500kV and interconnections with regions play an important
role in the unified power system operation safely and
continuously [5][7] . However, in the recent years, the continuous
growth in electricity consumption need an optimization in power
systems and higher complexity in their operation [4]. In the
different operating modes, the transmission networks often
transmitted the large amount of capacity among regions and
therefore they were limited by the risk of instability due to interarea power oscillations [7][8]. To meet the requirements of the
National Electrical System operation, the automatic control
equipment, data collection and disturbance recorders are used
more commonly. In the context of this paper, power system
analysis through the events could certainly benefit from the
synchronized phasor measurements provided by Phasor
Measurement Units (PMU) [2]
Hiep Hoa
Son La
Hoa Binh
Thuong Tin
Nho Quan
Quang Ninh
Mong Duong 2
Ha Tinh
Note
500kV power plant
Da Nang
500kV substration
Thach My
500kV line
Doc Soi
Keywords- 500kV power grid, inter-area power oscillations,
Power system, Operation, 500kV, Stability, phasor measurement
unit (PMU), National Load Dispatch Centre (NLDC), Electricity
of Vietnam (EVN).
Ialy
Pleiku
Dinh Linh
1....23 No. Nodes
Nha Be
Dac Nong
Phu My
Tan Dinh
I. STEADY–STATE OPERATIONAL MODES AND THE
Phu Lam
DISTURBANCES OF THE 500KV POWER GRID
O Mon
Cau Bong
A. Electricity transmission problems and the 500kV power
grid stability
The 500kV power grid started operations in 1994 and
connects the electrical system of three areas, North, Central and
South, into a unified system. Through the end of 2014 the
500kV grid continues to be reconstructed to shape the
backbone of the national electricity system, which
connects all areas and load centers to the power generators.
Its total length is 6756km and the total number of substations is
23 units with a total capacity of 21900MVA (statistic 2014)
(Fig.1) [4]
Due to the geographical characteristics of the country
and different operational modes, the 500kV line linking NorthCentral–South power system often transmit the high capacity,
especially Nho Quan-Ha Tinh-Da Nang (NQ-HT-DN) line on
Northern-Central transmission interface and Pleiku-Doc Soi
(PK-DS) line on Central-Southern transmission interface. The
capacity exchanges among the 500kV domains are increasing
and shown in Table 1-1 [4][8]
Song May
Vinh Tan
Fig.1- The 500kV Power System Vietnam
Table 1-1- Annual transmission electricity between
domains and estimated electricity for years from 2015-2020
Annual transmission electricity (GWh)
Transmission
Interface
2014
2015
2016
2017
2018
2019
2020
North-Central
9678
12009
17460
18921
18513
17932
15091
Central-North
-142
0
0
0
0
-44.3
-124
9535
12009
17460
18921
18513
17888
14967
Central-South
15456
17493
22419
22523
20423
18231
21769
South-Central
-30
0
0
0
0
0
0
15426
17493
22419
22523
20423
18231
21769
Power transfer over this long line leads to heavy reactive
losses and subsequent degradation of voltages at 500kV
47
autotransformer at the Ha Tinh substation, 424MW from
automatic load shedding by lower frequency protection,
125MW from special load shedding [11]
Fig.2.Transmission capacity in the 500kV NorthernSouthern power lines (source: Annual Operating Summary
2014 and appendices -National Load Dispatch Centre of
Vietnam)
Fig.3. Total country load and regional load in South, North
and Central (respective 4 curves from up to down) Vietnamese
power system (blackout day on 5/17/2005).
The voltage collapse phenomenon of the 500kV line occurs
when voltage decreases of the busbars at the power receiving
ends. On the other hand, this problem may also appear on the
power receiving ends as there are faults on the 500kV crucial
lines or significant losses of large power sources (generator
incident, problems by gas cutting....). According to the
calculated results with the 2014 power infrastructure, voltage
collapse can occur in the peak load hours on the Ha Tinh-Da
Nang line when it transmits over 2400/1980MW with 2/1
feeders and on the line from Pleiku to Phu Lam nearly
3600/2600MW with 3/2 feeders [8]
(2) The second incedent at 2:43 pm on December 27,
2006 at the 500kV Pleiku substation. A 500kV circuit
breaker did not trip as commanded due to the loss of its DC
source. A Breaker Failure relay acted upon the failure,
tripping a busbar of the Pleiku substation. Unfortunately,
during that time, another circuit breaker connected to the other
busbar of Pleiku was out of operation, causing the power to
flow from Ialy to Phu Lam and back to Pleiku busbar and
then to Da Nang busbar. The power swing happened in this
case because of the weak interconnection. Simulation of
power swing is recorded in Figure 4 [7].
The transient stability limit of the 500kV line is violated
when the system becomes unstable after large disturbance such
as the tripping of a 500kV circuit breaker. According to
internal simulations carried out in National Load Dispatch
Centre (NLDC) have shown that instability can happen when
the line is heavily loaded, especially with Nho Quan-Ha TinhDa Nang line and Pleiku-Phu Lam line. When one 500kV line
in system is cut off, the expected transmission limit on NorthCentral-South line was approximately 1600MW and 2300MW
in 2014 (adequately three 500kV feeder lines). For solving
these disturbances, the appearance of the special load shedding
circuits in aspect frequency and voltage plays an importance
role on reducing inter-area disturbances and enhancing stability
[4][8]
B. Some recent blackouts
At the beginning, the 500kV power system was in a very
good operating condition with only a few incidents. However,
after about 10 years in operation, the equipment began having
problems and the high load requirement, which led to some
blackouts in recent years. The Vietnamese power system has
suffered for few days without electricity in some wide areas of
the country in recent years.
Fig. 4. Simulation of power swing in Ialy-Phu Lam and
DaNang-Pleiku line, Dec 27th, 2006 (Source: National Load
Dispatch Centre of Vietnam)
(3) Power swing at the 500kV Da Nang substation: at 11:30
am on April 24, 2008, there was a power swing on the 500kV
Pleiku–Da nang line. Distance relay at the Da Nang station
recognized this swing on the line. At that time, the 500kV
Da Nang-Ha Tinh line was operating with a single circuit. The
Pleiku–Da Nang was transmitting 1040MW, Da Nang–Ha
Tinh was transmitting 690MW.
Many instability incidents have been recorded since the
operation of the 500kV lines. Typical contingencies in the past
that resulted in instability are:
(1) One incident at 9:57:05pm on May 17, 2005 at the
500kV Da Nang substation, one capacitor came from series
capacitor at Ha Tinh end in the 500kV Ha Tinh–Da Nang line
exploded. It led to automatic bypassing of this whole series
capacitor at the 500kV Ha Tinh substation. When a power of
736MW had been transmitting from Ha Tinh to Hoa Binh,
circuit breaker of the 500kV Ha Tinh–Hoa Binh line tripped all
three phases due to distance protection with three phases power
swing protection function. The 500kV Vietnamese power
system was divided into two separate parts at circuit breaker
position of the 500kV Ha Tinh substation. The total lost load
for this blackout was 1074MW (779MW in North and 295MW
in Central). 779MW lost load in North included 230MW from
The swing caused the circuit breakers to trip the 500kV Da
Nang–Ha Tinh, Da Nang–Pleiku lines. Then the Ha TinhDa Nang line was isolated. The over-voltage relay followed
and tripped the Ha Tinh–Nho Quan line. Record of the swing is
shown in Figure 5.
48
II. POTENTIAL APPLICATION OF PHASOR MEASUREMENT UNITS
A. Phasor measurement units (PMUs)
The effective operation of power systems in the present
and the future depends to a large extent on how well the
emerging challenges are met today. Power systems continue to
be stressed as they are operated in many instances at or near
their full capacities. In order to keep power systems operating
securely and economically, it is necessary to further improve
power and control system protection. Synchronized phasor
measurements-also known as phasor measurement units
(PMUs)-are ideal for monitoring and controlling dynamic
power system performance, especially during high-stress
operating conditions [2].
PMUs can enhance grid reliability for both real-time
operations and off-line planning applications and they are used
for the wide area monitoring systems (WAMS) at the control
centre of the national grid, and they are the direct source of the
dynamic information for the post-disturbance analysis.
Disturbed with the small-signal, the power system exposed the
dynamic performance of the oscillation such as the inter-area
oscillation mode, the local oscillation mode. These dynamic
performances data recorded in the PMUs are the motivation
for the post-disturbance analysis. The power system
oscillation assessments can use the event data from the PMUs
consisting of the phasor voltage, the phasor current, the
frequency, and the rate of change of frequency. The power
system oscillations were evaluated from the actual system
disturbances data, for example, the switching of the
transmission line, the loss of the generation and the switching
of the transformer [1] [6][10].
Fig.5. Power swing recorded at Da nang 500kV Substation,
April 24th, 2008 (Source: National Load Dispatch Centre of
Vietnam).
Many other blackouts in recent years in Vietnam on
10/04/2012, 11/18/2012, 04/02/2013, 04/26/2013 and
05/22/2013–showed tripping by power swing protection of the
500kV power system [8].
The blackout on 10/04/2012: Tripped two 500kV Di LinhTan Dinh line and then the South power system was isolated.
Sequence of events were analyzed from the data concentrators
in the Di Linh, Tan Dinh, Phu Lam and Dac Nong substations
through SCADA system. Howerver, the large time-shift on
relays at substations by without time synchronous unit created
a lot of difficulties in event detection. In addition, the design,
calibration special load shedding also met difficulties in
preventing to isolate local system when having the similar
disturbances.
B. Application PMUs in the Vietnamese power system
In order to increase power transmission capacity across
the existing power system infrastructure, coupled with long
line distances and large separations between generation and
load ( the data of substation and lines were shown in Fig. 6),
Electricity of Vietnam (EVN) required a system that would
operate with improved efficiency and service reliability.
From PMUs, EVN implemented a wide-area synchrophasor
monitoring system to provide a real-time display of
synchronized values. With this information, operators can
improve system performance and stability [9]
The blackout on 11/18/2012: The current transformer of
circuit breaker at the 500kV Ha Tinh sustation was exploded.
This event triped 7 circuit breakers at 500kV Ha Tinh
substration, 2 Da Nang-Ha Tinh parallel lines and 2 Nho QuanHa Tinh parallel lines. Because the distance relays were
without the wave recorders at substrations, it out-weighted the
disturbance analysis.
The blackout on 04/02/2013: Stopping the Ca Mau-2
power plant (620MW) and the Phu My-1 power plant
(174MW). The voltage at the 500kV Phu Lam, Tan Dinh
busbars dropped out to 417-427kV. At that time, the operation
engineers must be load shedding (300MW) at the 110kV
votage to ensure the South voltage stability.
500kV power network (data 12/31/2014)
Number substations: 23
Transmission line: 6.756km
Total power: 21.900MVA
The blackout on 04/26/2013: Because operational condition
commanded to bypass 2 series capacitors at Nho Quan in the
Nho Quan-Ha Tinh line and 4 series capacitors at Ha Tinh in
the Ha Tinh-Da Nang line, it created power swings and tripped
2 Ha tinh-Da Nang parallel lines. The North-Central-South
power system, therefore, was local isolated.
Northern Region
Number substations: 08
Transmission line: 5.141km
Total capacity: 8.100MVA
The blackout on 05/22/2013: Blackout in the Di Linh-Tan
Dinh line led to trip some generators in South region and the
Dac Nong-Phu Lam line. This event cut off electricity to the
entire power system.
Central Region
Number substations: 03
Transmission line: 1.231km
Total capacity: 1.800MVA
Central Region
Number substations: 03
Transmission line: 1.231km
Total capacity: 1.800MVA
Any incident on the 500kV line can cause negative effects
not only to the large load centers but also to the large power
plants. Therefore, Electricity of Vietnam need to a proper
challenge for improving stable operation of hole power system.
Fig.6. 500kV Vietnamese transmission network (Source:
National Load Dispatch Centre of Vietnam 12/31/2014).
49
Proposal on Roadmap of Smart Grid Development in
Vietnam approved by the Prime Minister in the decision
number 1670/QD-TTg dated 11/08/2012. This is the most
important document related to Smart Grid development in
Vietnam and the proposal orients Vietnam's electricity growth
for 2012-2016. The targets of this decision: “Proposal the
applications to improve stability and optimize operation in
transmission and distribution systems. Reducing electricity
loss, enhancing the disturbance recorders and event detectors,
preventing inter-area blackouts to ensure the 500kV
transmission system safely”. The disturbance recorders,
therefore, need to be equipped more PMUs to respond
proposal on Roadmap of Smart Grid Development in
Vietnam”.
EVN performed pilot projects in PMUs installation at
500kV substations and power plants, this plan is divided in
two stages and shown in Table 1-2.
Table 1-2. Pilot PMUs installation at 500kV substations
and power plants
Stage 1
Fig.8. Voltage and phase angle (voltage) measurement
desktop (demo)
Stage 2
-500kV power system
PMUs
project
Total
PMUs
500kV power system
- Power plants
Northern
region
Central
region
Southern
region
Northern
region
Central
region
Southern
region
20
16
22
>32
>16
>42
Fig.9. Frequency and frequency changing speed measurement
desktop (demo)
Fig.7. PMUs location in Vietnamese power system
The major applications of PMUs will be used in the areas
(shown in fig.8, fig.9, fig.10, fig.11).
Fig.10. Power flow measurement desktop (demo)
• Improvement on State Estimation
• Oscillation Detection and Control
• Voltage Stability Monitoring and Control
• Load Modeling Validation
• System Restoration and Event Analysis
Fig.11. The phase angle sentivity desktop (demo)
50
III. CONCLUSION
Following to operational problems and the number of
disturbances happening in the 500kV power system in recent
years, EVN implemented pilot PMUs installation at 500kV
substations and power plants to improve power system
performance and reliability through voltage and angle stability
monitoring and long-term power system data recording.
IV. ACKNOWLEDGMENT
The author gratefully acknowledge Professor Ivan Uhlir from
faculty of mechanical engineering, Czech Technical
University for his recommendation and advice on this paper.
V. REFERENCES
Matiari, "Damping of Electromechanical Oscillations in
Power Systems using Wide Area Control," Universität
Duisburg, Pakistan, 15.07.2010.
[2] Electric Power Research Institute, "Phasor Measurement
Unit (PMU) Implementation and Application," USA,
October 2007.
[1]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
[8]
[9]
[10]
[11]
North American Electric Reliability Conporation, RealTime Apllication of synchrophasors of Improving
Reliability, American, 10/18/2010.
Matthias Sebastian Leitl, "Analysis of the Power System
of Vietnam," Technische Universität München, Singapore,
September 2014.
Annex Power, "Market potential for smart grid
technology in Thailand and Vietnam," Deutsche
Gesellschaft für Internationale Zusammenarbeit (GIZ)
GmbH, Köthener Str. 2, 10963 Berlin, Germany, January
2013.
Atsawin Nunthachai , "The Utilizing Phasor Measurement
Units for the Power System Oscillation Assessments of
Thailand," in CIGRE-AORC, China, Sept.3-5, 2013.
N. S. Hai and N. T. Huu, "Operational Problems and
Chalenges in Power System of Vietnam," National Load
Dispatch Centre of Vietnam, Ha Noi,Viet Nam, 2014.
N. D. Ninh, "Annual operating summary 2014 and
appendices," National Load Dispatch Centre of Vietnam,
Ha Noi, 2014.
T. A. Thai, N. D. Cuong, H. T. Binh and H. Sarah,
"Application of an IEC 61850 and Synchrophasor
Solution for Electricity of Vietnam," in 11th Annual
Western Power Delivery Automation Conference,
Spokane, Washington, April 7–9, 2009.
K. Uhlen, L. Warland, J. O. Gjerde, O. Breidablik, M.
Uusitalo, A. B. Leirbukt and P. Korba, "Monitoring
Amplitude, Frequency and Damping of Power System
Oscillations with PMU Measurements," IEEE, 2008.
D. T. Viet and L. H. Hung, "Vietnamese 500kV Power
System and Recent Blackouts," IEEE, 2008.
51
Autíčko na nakloněné rovině a Soustava dvou
propojených nádrží – nové reálné úlohy pro virtuální
laboratoř
Rover on a sloped plane and Two interconnected tanks – new real task for virtual laboratory
Stanislav Vrána
Pavel Trnka
Ústav přístrojové a řídicí techniky
České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní
Praha, Česko
[email protected]
Ústav přístrojové a řídicí techniky
České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní
Praha, Česko
[email protected]
Matěj Kuře
Petr Maršík
Ústav přístrojové a řídicí techniky
České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní
Praha, Česko
[email protected]
Ústav přístrojové a řídicí techniky
České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní
Praha, Česko
[email protected]
potřebě modernizace jejich elektroniky.
Abstrakt—Úlohy Autíčko na nakloněné rovině a Soustava
dvou propojených nádrží byly rozšířeny o možnost jejich
ovládání vzdáleně přes internet. Jejich původní elektronika byla
nahrazena minipočítačem Raspberry Pi, který umožnil nasazení
řídicího systému REX na tyto úlohy. Díky tomu je možné úlohy
řídit pomocí webového rozhraní a je tak možné úlohy začlenit
jako součást virtuální laboratoře.
Při modernizaci elektroniky bylo zvoleno nasazení
minipočítače Raspberry Pi. Díky tomu je možné je možné
k řízení použít jakéhokoliv softvérového nástroje schopného
běžet v operačním systému Linux. Pro obě úlohy byl vybrán
řídicí systém REX vyvíjený na Západočeské univerzitě v Plzni,
jednak kvůli předcházejícím zkušenostem s tímto řídicím
systémem při experimentech s kotli Verner A25 [3][4] a
Fiedler [5] a s nasazením na úlohu Soustava tří propojených
nádrží [6], jednak kvůli tomu, že poslední verze řídicího
systému REX umožňuje tvorbu vizualizací prostřednictvím
technologií z rodiny HTML5, takže pro zobrazení vizualizace
postačuje běžný webový prohlížeč a pro vizualizaci není
potřebný další počítač se serverem OPC [1].
Klíčová slova—autíčko, nakloněná rovina, soustava, nádrž,
řízení, regulace, vzdálený přístup, virtuální laboratoř
Abstract—The task Rover on a sloped plane and The cascade
of two interconnected tanks were modified to allow their control
remotely via internet. Their original electronics were replaced by
a minicomputer Raspberry Pi, which allowed the use of REX
control system. Due this, it is possible to control both tasks via
web page based interface and they are possible to include into the
virtual laboratory.
II.
Keywords—rover, sloped plane, cascade, tank, control, remote
access, virtual laboratory
I.
POPIS ÚLOH
A. Autíčko na nakloněné rovině
Úloha představuje autíčko pohybující se po nakloněné
ÚVOD
u
Virtuální laboratoř Ústavu přístrojové a řídicí techniky
vlab.fs.cvut.cz obsahuje kromě plně virtuálních úloh také
reálnou úlohu Wattův roztěžník. Kvůli trendu zpřístupňovat
reálně řízené úlohy vzdáleně ve větší míře vznikla myšlenka
doplnit do virtuální laboratoře Ústavu přístrojové a řídicí
techniky nové úlohy. K tomu byly vybrány dvě úlohy: Autíčko
na nakloněné rovině a Soustava dvou propojených nádrží. Tyto
úlohy byly zvoleny ze dvou důvodů – kvůli jejich rozměrům a
tedy jejich snadnému zobrazení pomocí webové kamery a
M
KM
e
y
w
Regulátor
Tato práce byla podpořena grantem Studentské grantové soutěže ČVUT č.
SGS13/179/OHK2/3T/12 a projektem IRP Inovace laboratoří pro výuku
skupiny předmětů "Prostředky automatického řízení"
Obr. 1 Schéma úlohy Autíčko na nakloněné rovině
52
rovině (viz obr. 1). Poloha autíčka (regulovaná veličina y) je
snímána optickým snímačem a rychlost autíčka je ovládána
řízením střídy PWM napájení motoru M autíčka (akční veličina
u). Autíčko se může pohybovat pouze dopředu, couvání autíčka
je možné pouze unášením pohyblivou vozovkou.
e
Regulátor
Nakloněná rovina obsahuje dva pohyblivé pásy, které
představují ubíhající silnici a po kterých se autíčko pohybuje.
Pásy jsou uváděny do pohybu dvojicí krokových motorů KM,
jejich vhodným ovládáním může být nastavována rychlost (a
směr) pohybu pohyblivých pásů.
u
w
h1
h2
Autíčko může být ovládáno ručně nebo může být poloha
autíčka regulována zvoleným typem regulátoru.
B. Soustava dvou propojených nádrží
Úloha se skládá ze dvou vzájemně propojených vodních
nádrží, čerpadla a zásobníku vody (viz obr. 2). Čerpadlo je
reverzibilní, umožňuje čerpat nejenom vodu ze zásobníku do
nádrže, ale i z nádrže zpět do zásobníku. Je možné měřit výšku
hladiny v obou nádržích. Výtok ze soustavy nádrží může být
nastaven pomocí ručně ovládaného kohoutu.
Obr. 2 Schéma úlohy Soustava dvou propojených nádrží
 kromě možnosti vizualizace prostřednictvím OPC
serveru a SCADA/HMI je možné vytvářet vizualizace
také pomocí HTML5,
Původní řízení úlohy bylo založeno na využití Control
jednotky CTRL-v3 a programu Matlab.
 je multiplatformní, kromě verze pro počítače PC
s operačním systémem Windows, existují i verze pro
PC s operačním systémem Linux, IPC s operačním
systémem Pharlap ETS, programovatelné automaty
PAC WinCon a WinPAC a minipočítač Raspberry Pi.
Kromě toho jsou řídicím systémem podporovány i
některé USB moduly National Instruments.
III. NOVÁ ELEKTRONIKA A ŘÍDICÍ SYSTÉM
Protože cílem bylo ovládání obou úloh vzdáleně
prostřednictvím internetu, byla původní řídicí elektronika obou
úloh nahrazena minipočítačem Raspberry Pi doplněným o
Arduino, kdy Arduino je použito pouze jako vstupně/výstupní
brána minipočítače Raspberry Pi. Tento přístup umožňuje
v případě potřeby snadno vyměnit Rspberry Pi za jiný řídicí
počítač, protože Arduino je k Raspberry připojeno pomocí
sběrnice USB.
Podobně jako Simulink, i REX umožňuje používání bloků
s uživatelem definovanými funkcemi.
IV.
WEBOVÉ ROZHRANNÍ
Nástroje řídicího systému REX, programy RexDraw a
RexView, sice umožňují vzdálené ovládání a monitorování
stavu úloh, v tomto případě je ale nutné rozumět schématu
řídicího algoritmu úloh a tento způsob je navíc nevhodný pro
začlenění do virtuální laboratoře. Pokud by bylo nutné pouze
monitorovat průběh veličin, bylo by dostatečné webovou
stránku úlohy doplnit o Javový aplet Rex Trend, který navíc
umožňuje i export dat ve formátu vhodném pro další
zpracování v programu Matlab, ale už neumožňuje nastavování
parametrů úlohy uživatelem.
Jako operační systém minipočítače je použit Raspbian, což
je linuxová distribuce založená na distribuci Debian. Pro řízení
byl vybrán řídicí systém REX. REX umožňuje grafický návrh
vlastního řídicího algoritmu podobným způsobem, který je
použitý v prostředí Simulink programu Matlab. Navíc je REX
se Simulinkem kompatibilní, takže je možné navrhovaný řídicí
algoritmus i odsimulovat, případně provést celý návrh přímo
v Simulinku. Pouze je nutné do Simulinku doplnit knihovnu
funkčních bloků REXu, knihovnu RexLib.
Některé z dalších výhod řídicího systému REX:
Pro začlenění úlohy do virtuální laboratoře je vhodnější
využít RexHMI, který umožňuje vytvořit HMI ve formě
webové stránky založené na technologiích z rodiny
HTML5 [7]. RexHMI poskytuje kompletní JavaScriptovou
knihovnu
WebBuDi
pro
kompletní
návrh
HMI
z předdefinovaných ovládacích prvků, ale je také možné využít
RexHMI pouze pro nastavování a čtení hodnot proměnných
řídicího algoritmu a vlastní webovou stránku s HMI vytvořit
přímo v HTML. Funkce pro čtení či zápis je možné psát buď
přímo do příslušných tagů jednotlivých prvků jako hodnoty
parametrů ONCLICK, ONCHANGE, apod., případně tyto
funkce periodicky spouštět pomocí funkcí JavaScriptu
setInterval nebo setTimeout. Příjemnější je ale využít možností
jQuery, které mimo jiné umožní umístit všechny funkce pro
 umožňuje celý řídicí algoritmus rozdělit do dílčích
algoritmů, které mohou být spouštěny s různou
periodou a s různou prioritou běhu,
 pomocí nástroje RexView je možné monitorovat
chování řídicího algoritmu a sledovat jednotlivé
proměnné algoritmu,
 pomocí komunikačního funkčního bloku je možné
propojit řídicí algoritmy na různých počítačích a
vytvářet tak distribuované řídicí systémy, je možné i
propojení se Simulinkem, což otvírá možnost některé
složitější výpočty provádět v něm,
53
Obr. 3 První varianta webového HMI úlohy Autíčko na nakloněné rovině
čtení a zápis hodnot proměnných řídicího algoritmu na jedno
místo v kódu HTML stránky.
V.
DALŠÍ VÝVOJ WEBOVÉHO ROZHRANNÍ
Protože první varianta webového HMI slouží spíše jako
jednoduchá ukázka možností využití řídicího systému REX pro
vzdálené ovládání úloh. Možnosti systému REX jsou ale
mnohem větší, protože k němu existují JavaScriptové knihovny
REX.UI a REX.UI.CHARTS, které umožňují do webového
HMI vložit prvky display, posuvník, bargraf a především
interaktivní graf průběhů hodnot veličin [2]. Tímto směrem
bude rozšířeno webové HMI úlohy Autíčko na nakloněné
rovině, toto rozšíření je tématem bakalářské práce studenta
Matěje Kuře. Obecně je možné pomocí JavaScriptu podle
hodnot proměnných řídicího algoritmu ovlivňovat jakýkoliv
prvek HTML stránky. Kromě toho nově vyvíjené webové HMI
umožňuje přizpůsobit se zařízení, na kterém je zobrazováno, a
podle toho změnit rozmístění ovládacích a zobrazovacích
prvků. Možný je též přístup k HMI z několika zařízení
současně, přičemž změny parametrů provedené z jednoho
zařízení se projeví v HMI zobrazeném na ostatních zařízeních.
První varianta webového HMI úloh byla vytvořena přímo
v HTML s využitím funkcí RexHMI pro nastavování a čtení
hodnot proměnných řídicího algoritmu. Tato první varianta
webového HMI úlohy Autíčko na nakloněné rovině je ukázána
na obr. 3. Webová stránka je rozdělena horizontálně na dvě
části. V levé části stránky je zobrazen ovládací panel, v právě
části je dostupné online video, pomocí kterého je možné
sledovat aktuální stav úlohy. V horní části ovládacího panelu
jsou zobrazeny veličiny společné pro všechny režimy řízení, tj.
poloha autíčka (regulovaná veličina y), žádaná hodnota polohy
autíčka (w) a akční zásah (střída PWM u v %). Pomocí volby
reset polohy autíčka je možné nastavit aktuální polohu autíčka
jako počáteční (výchozí, nulovou). První varianta webového
HMI úlohy Soustava dvou propojených nádrží vypadá
podobně.
Kromě prohlížeče Internet Explorer všechny současné
rozšířené prohlížeče umožňují k zobrazení videa ve stránce
použít standard MJPEG. Internet Explorer standard MJPEG
nepodporuje, pro zobrazení videa v prohlížeči Internet Explorer
je nutné využít objekt ActiveX, který je s webovými kamerami
dodáván. Webové HMI tak musí provést test, který webový
prohlížeč je k zobrazení webového HMI použít. Kvůli
prohlížeči Internet Explorer 10, který v režimu standardů
neodesílá ve svém identifikačním řetězci (user-agent) text
MSIE již pro detekci prohlížeče nepostačuje test na přítomnost
řetězce MSIE, pro správnou identifikaci je nutné testovat ještě
přítomnost řetězce trident.
Jinou možností je vytvořit vektorovou vizualizaci
v programu Inkscape, pro který existuje zásuvný modul
umožňující interakci vektorového obrázku a řídicího algoritmu
REX [8]. Vizualizace vytvořená v programu Inkscape je
tématem bakalářské práce Petra Maršíka.
VI.
ZÁVĚR
Příspěvek ukazuje možnosti řídicího systému REX a jeho
využití v nových úlohách pro virtuální laboratoř vlab.fs.cvut.cz.
Úlohy samotné prezentované v příspěvku je možné v dané
chvíli ovládat přes internet a existuje k nim webové HMI.
V rámci bakalářských prací jsou vytvářena nová webová HMI,
54
po jejich implementaci na úlohy budou úlohy začleněny jako
plnohodnotná součást virtuální laboratoře vlab.fs.cvut.cz
[5]
REFERENCES
[1]
[2]
[3]
[4]
Š. Ožana, “ Možnosti řízení a vizualizace výukových fyzikálních modelů
pomocí řídicího systému REX,” Automa, č. 1/2015, s. 12-13, Leden
2015. ISSN 1210-9592
J. Skyba, Vývoj úloh vzdálené a virtuální laboratoře založených na
technologii HTML 5. Plzeň: Západočeská univerzita v Plzni, 2013.
Diplomová práce
B. Šulc, J. Hrdlička, M. Lepold, S. Vrána,, “Control for Ecological
Improvement of Small Biomass Boilers,” in Proceedings of IFAC
Symposium on Power Plant and Power Systems, Y. Majanne , Ed.
Tampere: IFAC, 2009, s. 120-125. ISBN: 978-3-902661-48-7, ISSN:
1474-6670
S. Vrána, V.Plaček, “Vývoj nového regulačního algoritmu kotle Verner
s podporou programu MATLAB,” in Technical Computing Prague.
Praha: Humusoft, 2008, s. 119-123. ISBN: 978-80-7080-692-0
[6]
[7]
[8]
55
S. Vrána, C. Oswald, V. Plaček, B. Šulc, and P. Neuman, “Neural
Network Evaluation of Combustion Process for Continuous Control of
Small Scale Biomass Fired Boilers,” in Proceedings of The 19th World
Congress of the International Federation of Automatic Control, E. Boje
and X. Xia, Eds. Cape Town: IFAC, 2014, s. 1440-1445. ISBN: 978-3902823-62-5, ISSN: 1474-6670
S. Vrána, “Three Tanks Cascade Control with the Use of Rex Control
System,” in Nové metody a postupy v oblasti přístrojové techniky,
automatického řízení a informatiky. Praha: České vysoké učení
technické v Praze, 2008, s. 128-133. ISBN: 978-80-01-04765-1
“HMI pro automatizaci bazénu pomocí Raspberry Pi,” REX Controls
[online], vyd. 2014-07-06, akt. 2014-12-12, cit. 2015-04-15. dostupné
na
https://www.rexcontrols.cz/clanky/hmi-pro-automatizaci-bazenupomoci-raspberry-pi
“Grafické HMI pro automatizaci bazénu pomocí Raspberry Pi,” REX
Controls [online], vyd. 2014-08-13, akt. 2014-12-12, cit. 2015-04-15.
dostupné
na
https://www.rexcontrols.cz/clanky/graficke-hmi-proautomatizaci-bazenu-pomoci-raspbe
Technologie na scestí
Josef Zicha
Ústav přístrojové a řídicí techniky
Fakulta strojní, ČVUT v Praze
Praha, Česká republika
[email protected]
s čerstvě vyvařeným prádlem neporoučel na podlahu nebo na
dvoreček.
Naprosté
ignorantství
elementárních
konstruktérských zásad způsobují nepoužitelnost a navíc
neopravitelnost těchto zařízení.
Abstrakt—Článek popisuje zamyšlení nad technologiemi a
konstruktérskými zásadami
Keywords—Technologie
I.
Daleko horší je to u tzv. skládacího zahradního nábytku
(opět si dovoluji připomenout jednu pasáž ze Saturnina) a nebo
skládacích schůdků pro domácí práce, které by měly být
dodávány s poukazem na hospitalizaci po použití. Otočná
spojení vyrobená z hliníkových trubičkových nýtků,
poddimenzovaná šroubová spojení s naprosto nevhodným
způsobem namáhání a další radosti jsou zdrojem zábavy a
negativního poučení pro domácí kutily, kteří se snaží dodat
těmto šelmosmrtičům funkceschopnost, kterou nikdy neměly.
ÚVOD
Žijeme v době, kdy na každém kroku jsme přesvědčováni o
moci techniky a to nejen v oblastech ryze technických, jakými
jsou např. strojařina se svým vlivem na energetiku, dopravu a
podobné disciplíny a nebo elektrotechnika, viditelně působící v
obrovské oblasti spotřebních výrobků např. komunikačních.
Z podstaty věci jsou tyto uvedené a mnohé další produkty
kvalitní v tom smyslu, že mnohonásobně „přežijí“ záruční
dobu a dobře fungují až do svého morálního zastarání a nebo
do konce plánované životnosti.
Bohužel, existuje neprázdná množina výrobků, které svým
provedením a nefunkčností ničí pověst techniky v očích
veřejnosti, přestože současná nabídka strojů, nástrojů, měřidel,
materiálu a teoretického (nebo lépe „znalostního“) zázemí svou
pestrostí mnohonásobně převyšuje i bujné představy před
několika desetiletími.
Tomuto typu „produktů“ a jejich „pachatelům“ jsou
věnovány následující řádky.
II.
Do rukou se nám dostávají i produkty, které jsou zdánlivě
dlouhodobě osvědčené, leč však od doby svého vzniku
neprošly revizí.
Motyka je dle mého odhadu nástroj starý alespoň 4
tisíciletí. Vášnivě však popírám tu možnost, že za celou tuto
dobu existovala motyka, která by po chvíli práce nevypadávala
z násady. Délka vsazení srovnatelná se jmenovitým rozměrem
násady totiž vylučují dlouhodobou stabilitu.
Z moderní doby máme dalšího adepta pro zlepšovatelské
hnutí. Je to obyčejný stolní mlýnek na maso a jiné kuchyňské
komodity, který ignoruje přes 2500 let starý axiom popsaný
Euklidem o tom, že přímka je definována dvěma body. Nikdy
se vám nepodaří upevnit toto zařízení na stůl tak, aby se po
chvíli práce nezačalo vrtět. Náprava dotažením šroubu
nástavnou tyčí je jen pokusem, jak vyvrtat do okraje stolu díru
nevhodným nástrojem a nebo jak strhnout závit.
CO PŘINÁŠÍ ŽIVOT
Snad nejlepší popis současné situace naleznou zájemci v
oblíbené humoristické knize „Saturnin“ ve filipice Dr. Vlacha
na téma „Řemesla“. K tomu dodávám pár osobních zkušeností.
Máte-li kolem sebe hromadu dětí nebo vnoučat, tak víte, že
od nejútlejšího věku se jejich zájem soustřeďuje na fenomén
moderní doby, kterým je nesporně automobil. Na trhu také
můžete vybrat hračku z nespočetného množství modifikací, ale
jen několik málo výrobců si povšimlo, batolata se při lezení o
autíčko opírají , takže hřídelky koleček o Ø 2 mm nebo méně
se deformují téměř hned a kolečka odejdou záhy potom.
Když se zamyslíte nad obyčejnou klikou u dveří, snadno
zjistíte, že v každé domácnosti existuje alespoň jedna klika,
která nedrží. Poločas rozpadu tohoto zařízení vás spolehlivě
zaměstná na jedno půldne měsíčně, během kterého rezignovaně
dotáhnete všechna tato zařízení ve vašem poli působnosti.
Dlouhodobě funkční červík axiálně působící na čtyřhran či do
záseku na něm patří do říše technických pohádek.
Ložiska ve formě díry v plechu nebo v plastu mají životnost
srovnatelnou s těmi hřídelkami.
Měl jsem to „potěšení“ opravovat kliku tzv. bezpečnostních
dveří. Hřídelka čtvercového průřezu neměla axiální zajištění a
distanční sloupky byly tak mizerně obrobeny, že by se ně
styděl i učedník po prvním frézování v životě. Když člověk
vidí moderní obráběcí stroje a nástroje a porovná to s výsledky
dosaženými pro „civilní“ použití, je líto toho zkaženého
materiálu.
Půjdete.li si popovídat s přáteli, poptejte se pod nějakou
záminkou co si myslí o stabilitě žehlícího prkna a nebo
skládacího sušáku na prádlo. Debata na toto téma se dá ukončit
pouze nemalým množstvím tvrdého alkoholu.
Producentům toho vybavení domácností patrně nikdy
nespadla na zem či na nohu rozpálená žehlička a nebo se sušák
56
Zkuste se posadit na „židličku ke kamnům“, jejíž tvar se
optimalizoval posledních 200 let. Pokud chcete tento kus
nábytku používat bezpečně, nezbývá, než jej rozebrat, některé
části uděláte znova a slepit to dohromady. Jen tak se zbavíte
milimetrových vůlí v čepech a klíčových součástí z řídkého
odpadu namísto kvalitního kusu dřeva.
Ve výčtu bychom mohli pokračovat. Kupujeme svíčky,
které nehoří, protože mají knot z jedné nitě, sirky, které
neškrtají, protože hlavičky se rozpadnou při styku se škrtátkem,
které je vzápětí vydřené až na nosnou dýhu. Jezdíme vlakem
kolem hlukových zábran, o kterých se ví, že mohou mít
poloviční výšku, přičemž řada z nich je zcela zbytečná. Kola
hustíme hustilkou, která netěsní a těsnit ani nemůže díky
„zlepšovatelskému úsilí“ o úsporu materiálu u výrobce.
Současná výroba věcí pro běžné použití je dále
degradována masívní aplikací plastů, které dokonale vyhovují
představám „ekonomů“ o tom, jak s minimálními náklady
vyrobit co největší množství šmejdu – kulantně řečeno –
produktů pro omezený počet použití. S radostným jásotem
pozorujeme, evidujeme a statisticky zpracováváme údaje o
tocích materiálu, třídění odpadu a opájíme se dalšími umělými
kriterii.
Zmíněné produkty naší civilizace jsou z valné míry
výsledkem tvůrčího úsilí expertů se zápornou technickou
invencí, kteří dalekosáhle ignorují výsledky všech forem a
oblastí techniky, kterých bylo v průběhu průmyslové revoluce
dosaženo.
Kouzelným způsobem je uplatňována logistika. Příkladem
může být nově rekonstruované nádraží v Říčanech, kde je k
dispozici výtah vedoucí od nikud nikam a nástupiště, na kterém
zhruba 2 metry před obličejem uhánějí rychlíky rychlostí 110
km/h. Prý podle normy (odhaduji, že pro tramvaje). Na
rekonstruovaném Hlavním nádraží v Praze se cestující z 8 m
širokého koridoru „zazipují“ na dvoje pohyblivé schody o šířce
po 1 m, pro jistotu je to zopakováno třikrát. Naprosté
ignorování utváření terénu je dalším zdrojem zbytečně drahých
konstrukcí, zrovna tak, jako železobetonová monolitická
zábradlí dimenzovaná na přímý náraz rychlíkové lokomotivy.
III.
ZÁVĚR A NEB : CO S TÍM ?
V první řadě by bylo dobře upozornit naše posluchače na
nebezpečí praktického života, ve kterém se dostávají pod
nekvalifikovaný tlak lidí, kteří mají o technice značně
zkreslené představy, pokud vůbec nějaké mají.
Naším úkolem je vybavit naše absolventy takovým
množstvím poznatků a informací, aby byli způsobilí
kvalifikovaně odrážet pokusy o zfušování produktů, za které
jsou oni zodpovědní. Musí umět trvat na tom že jedinými
podstatnými kriterii jsou kvalita, funkceschopnost a životnost.
Tyto tři parametry jsou dohromady silně svázány.
S ohledem na uvedené příklady z obrovského množství
dalších opravdu nevím, co by mohlo být závěrečnou řečí
obhajoby. Snad jen doporučení, abychom za zboží shora
uvedené „kvality“ platili poukázkami směnitelnými za platnou
měnu po uplynutí dvojnásobku záruční lhůty.
57
Double Degree studijní programy
Prof. Ing. Ivan Uhlíř, DrSc, Ústav přístrojové a řidicí techniky, Fakulta strojní ČVUT v Praze
[email protected]
Abstract— Článek vysvětluje význam a možné provedení Joint
Double Degree studijních programů.
příslušný JDD program. U vzdálenějších universit to funguje
prakticky tak, že cca. jeden rok student absolvuje předměty na
každé universitě. Je již v prvém ročníku je zadána společná
diplomová práce se dvěma supervizory, každý z jedné
universitě, vzájemně se koordinují. Obhajoba DP se koná před
společnou komisí, tj. alespoň jeden člen komise je z partnerské
university. Státní závěrečná zkouška může být také před
společnou komisí. Ale pokud jedna z universit SZZ nemá,
koná se SZZ jen na druhé universitě. Zákon o Vysokých
školách neváže SZZ a obhajobu DP na sebe v čase a místě, což
umožňuje SZZ vykonat dle časových a logistických potřeb i
odděleně.
Keywords — Double Degree , studijní program, studijní obor,
partnerská universita, diplom.
I.
ÚVOD
Úvodem cituji [1] dokument MŠMT "Dlouhodobý záměr
vzdělávací a vědecké, výzkumné, vývojové a inovační,
umělecké a další tvůrčí činnosti pro oblast vysokých škol na
období 2016 - 2020 ". Prioritní cíl 3: Internacionalizace.
1) Alespoň 10 % absolventů bakalářských a
magisterských studijních programů bylo v rámci svého studia
vysláno na studijní pobyt nebo stáž v zahraničí trvající nejméně
14 dní.
2) Počet zahraničních studentů přijíždějících na české
vysoké školy na krátkodobý studijní pobyt trvající nejméně 14
dní bude nejméně 10 000 ročně.
3) Nejméně 90 % absolventů doktorských studijních
programů bylo v rámci svého studia vysláno na akademický
výjezd do zahraničí a alespoň u 50 % z nich přesáhla délka
tohoto pobytu jeden měsíc.
4) Alespoň 3 % studijních programů budou
akreditovány jako joint / double / multiple degree.
5) Alespoň 3 % absolventů budou tvořit absolventi
studijních programů akreditovaných v jiném jazyce než
českém.
Nelze pochybovat, že tento nový trend zahraniční
spolupráce si Ministerstvo školství, mládeže a tělovýchovy na
universitách vynutí: úpravami koeficientů náročnosti i
postojem k dalším akreditacím.
II.
Diplomy: Obě university vydají po splnění všech podmínek
daných JDD programem vydají studentovi své běžně diplomy,
na standardních tiskovinách. Diplomy jsou evidovány na obou
Ministerstvech školství, proto obor musí být akreditován v
obou zemích. Na obou přílohách k diplomům bude vyznačeno,
že se jedná o společné studium dvou universit, v části
Academic Transript bude patrno, kde který předmět byl
vystudován a kde a kdy byla složena zkouška.
Výhody JDD:
a) Do budoucna měl JDD přejít do Erasmu nebo jej
nahradit, jako jedna z versí potlačující planou turistiku.
b) Pro studenta jsou dva diplomy za studium jen o
semestr delší velmi přitažlivé. Lze očekávat, že se bude hlásit
víc studentů na takovéto technické programy. Čechů i cizinců.
c) Student pochytí styly učení obou universit, dostane se
do světa, naučí se jazykům i dobrému, zodpovědnému
chování.
d) Pro pedagogy odpadají každoročně se opakující
poněkud nesmyslné problémy s "Uznáváním předmětů", hrůzy
dopředného schvalování a potom následného uznávání ve
Student Exchange programech i Erasmech. JDD program je
pevně dán, splnění musí být jednoznačné i když třeba trochu
odlišné než v klasickém oboru, poté studium končí obhajobou
DP před společnou komisí.
JOINT DOUBLE DEGREE PROGRAMY
V úkolů DZ je nejnáročnější splnění bodu 4, vytvoření Joint
double degree studijních programů. A to tak, aby nebyly jen
formální, např. program přes kopec, Zlín – Půchov, těžko
přinese lepší úroveň a uplatnění jeho absolventům.
ACKNOWLEDGMENT.
Příspěvek jsem vypracoval v souvislostech se svojí činností
člena Akreditační komise ČR.
Pro zavedení opravdu pro studenty užitečných JDD
programů je důležité, aby samotní učitelé chápali jejich
význam, jejich pravidla, tak aby mohli vyhledávat zahraniční
partnery pro realizaci JDD. Zde je situace poněkud triskní, není
mnoho učitelů, kteří vůbec vědí, o co jde.
REFERENCES
[1] http://www.msmt.cz/vzdelavani/vysokeskolstvi/dlouhodoby-zamer-vzdelavaci-a-vedecke-vyzkumnevyvojove-a-1
Princip vhodný pro magisterské studium technických
Vysokých škol: Master Joint Double Degree program spočívá
v tom, masterské studium o standardní době trvání 2,5 roku
(pět semestrů), je tvořeno ze dvou zhruba polovin na dvou
universitách, které mají každá ve své zemi akreditovaný
58
Inteligentní sítě jako efektivní prostředek
tlumení kmitání fázorů
v elektrovodných sítí.
Prof. Ing. Ivan Uhlíř, DrSc.
Ústav přístrojové a řidicí techniky
Fakulta strojní ČVUT v Praze
[email protected]
Abstract— Metoda útlumu kmitání fázorů v elektrických
rozvodných sítích, založena na rychlém řízení odběru, nebo
výroby energie v distribučních lokalitách elektrických sítí.
Metoda využívá systému SMART GRIDS.
výstupu rozvodné sítě v místě připojení zátěže R, o odebíraném
činném výkonu P. Takovéto zjednodušení schématu je
oprávněné, protože ohmické odpory výkonových zdrojů a
výkonového vedení jsou relativně zanedbatelné.
Keywords— fluktuace frekvence, fázový úhel , fázor, stabilita,
smart grids
Důležité je si uvědomit, že z titulu geometrie fázorového
diagramu, dochází změnou činného výkonu v elektrovodné síti
dochází k výrazné změně fázového úhlu, zatímco změny
napětí jsou jen malé.
I. ÚVOD
Elektrická síť je proto analogická soustavě hřídelů, které při
zatěžování zkrucují.
Kmitání fázového ůhlu fázorů v elektrických rozvodných
sítích je jednou z příčin plošných výpadků elektrovodných sítí
blůackoutů.
Torsní tuhosti k s setrvačnými hmotami J výrobních i
spotřebičových točivých strojů tvoří potom propojené kmitavé
soustavy zobrazené na obr. 2.
II. KMITÁNÍ ELEKTRICKÝCH FÁZORŮ A JEHO
MECHANICKÁ ANALOGIE
Na obr. 1. Je znázorněno elektrické náhradní schéma sítě,
která je zatížena do ohmické zátěže.
Obr.2. Náhradní elektromechanická kmitavá soustava
Poměrný koeficient tlumení je takovéto energetické soustavě
zpravidla velmi malý, mezi 0,01 až 0,1. Význačné je, že ani
připojené činné spotřebiče výrazně nepřispívají ke tlumení
torzních kmitů fázorů.
Obr.1. Zjednodušené náhradní schéma energetického
zdroje s úsekem sítě zatíženým spotřebičem a fázorový
diagram.
Příklad typické přechodovécharakteristiky je na obr.3.
Na odkaze
http://www.swissgrid.ch/swissgrid/en/home/reliability/wam.ht
ml najdete živý obrázek naměřených okanžitých frekvencí sítě
na různých místech v Evropě. Fázový úhel “zkrocení”
příslušných úseků site si můžeme představit jako integral
U0 je napětí výrobního stroje elektrické energie –
alternátoru, L0 je jeho vnitřní indukčnost. U1 je napětí v místě
připojení zdroje do rozvodné sítě, L1 je indukčnost vedení,
případně jsou do ní zahrnuty rozptylové indukčnosti
přenosových a distribučních transformátorů, U2 je napětí na
59
zobrazených odchylek frekvencemezi mezi konci přenosových
linek.
Řízení výroby a odběru musí mít odezvu kratší než je doba
kmitu sítě, předpokládá se rychlé řízení SMART GRID
technologií. např. větších dynamicky pomalých tepelných
spotřebičů, třeba boilerů, pecí v hierarchii důležitosti podle a
měřeného kolísání frekvence – fáze. Takové řízení stabilizující
celý systém zavedením malých regulačních smyček je běžné.
Pokud bude nadále tlumení oscilací jako prevence
blackoutů spolu s řízením frekvence a výkonových přenosů
pouze na bedrech přenosové soustavy (v Čechách ČEPS) je k
útlumu torsních kmitů fázorů zapotřebí velký výkon,
neregulovatelný dostatečně rychle.
I solární elektrárny a dokonce větrné elektrárny mohou při
správné filosofií přispívat k dosažení tlumení torsních kmitů
fázorů a pomoci k předcházení blackoutů:
1.
Obr.3. Příklad odezvy úseku elektrovodné sítě na
impuls velikosti přenášeného výkonu. Vlastní frekvence
odečtena F0 = 0,15 Hz
nesmí dodávat do sítě plný možný výkon
2. jejich dodávaný výkon musí být rychle
regulovatelný prostřednictvím SMART GRID.
Velmi důležitě pro zamezení blackoutů z kmitání fázorů je
vytvoření co nejpřesnějšího dynamického modelu co nejširšího
úseku elektrovodné sítě, který umožní mechatronickou
metodikou zkoumat možné chování sítě i v extrémních stavech
a navrhovat příslušné technické úpravy ke zlepšení stability a
také regulační opatření pro krizové stavy. Při té příležitosti chci
upozornit na následující referát paní Ing. Le Minh Trang
takovýmto modelem vietnamské rozvodné sítě sw zabývající.
Náhodné vzruchy, kolísání přenášeného výkonu pak snadno
vybudí v soustavě nekontrolovatelné kmitání, které pak může
vyústit v plošný výpadek elektrovodné sítě, rozsáhlý blackout.
Časový vývoj kmitání fázoru napětí vedoucí k plošnému
blackoutu v elektrovodné síti ukazuje obr. 4.
ACKNOWLEDGMENT
Poděkování. Práce vznikla za podpory a spolupráce Centra
udržitelné mobility Josefa Božka.
REFERENCES
[1]
Obr.4. Příklad odezvy úseku elektrovodné sítě vedoucí
k blackoutu. Vlastní frekvence odečtena F0 = 0,5 Hz
[2]
[3]
III. TLUMENÍ KMITŮ FÁZORŮ V ELEKTRICKÝCH
ROZVODNÝCH SÍTÍCH RYCHLÝM ŘÍZENÍM VÝKONŮ.
[4]
Z odezvy na obr. 4 vyplývá, že čas k regulačnímu zásahu
pro utlumení kmitání trvající asi 60 s byl promarněn.
K zastavení nárůstu kmitání stačila amplituda řízeného výkonu
cca 0,1 velikosti původního kmitu o vlastní frekvenci cca 0,5
Hz to asi pouhých 10MW.
[5]
Z hlediska dosažení stability celé elektrorozvodné sítě je
kmitání jejích fázorů vhodné tlumit už v jednotlivých dílčích
kmitaných členech, tedy na úrovni distribuce (ČEZ, EON …)
Tam je zásah z hlediska principů teorie řízení nejúčinnější a
jeho realizace nejlevnější.
[6]
Na úrovni distribuce stačí pomocí inteligentního algoritmu
aplikovaného v zaváděném SMART GRID systému řídit
poměrně malý výkon spotřeby, nebo výroby.
60
Uhlíř I.: Vliv elektromagnetické rezonance alterátorů na paralelní chod
elektrocentrál, Habilitační práce, Fakulta strojní ČVUT v Praze. 1991.
Mu Wei, Zhe Chen,A Fast PLL Method for Power Electronic Systems
Connected to Distorted Grids , TD-013986 IECON Taipei November
2007.
Kasembe A.G. ; Muller Z.; Svec J.; Tlusty, J.; Valouch, V.: Synchronous
phasors monitoring system application possibilities, Electrical &
Electronics Engineers in Israel (IEEEI), 2012 IEEE 27th Convention of
14-17 Nov. 2012.
[5] De Marco, F ; Martins, N. ; Ferraz, J.C.R.: An Automatic Method for
Power System StabilizersPhase Compensation Design In: Power
Systems, IEEE Transactions on May 2013, IME, Praça General
Tibúrcio, Rio de Janeiro, Brazil, Volume: 28 , Issue: 2 , 2013 , Page(s):
997 – 1007.
[6] Mills-Price, M. ; Scharf, M.; Hummel, S.; Ropp, M.; Joshi, D.;
Zweigle, G.;Ravikumar, K.G.; Flerchinger, B. Solar generation control
with time-synchronized phasors Protective Relay Engineers, 2011 64th
Annual Conference 11-14 April 2011,pp 160 - 167
[7] Yu-Wen Chen ; Xiuxing Chen ; Maxemchuk, N. : The Fair
Allocation of Power to Air Conditioners on a Smart Grid, In: Smart
Grid, IEEE Transactions on Dec. 2012Volume: 3 , Issue: 4 2012 , pp.
2188
2195
Development of control strategy with 1-D gas
dynamic engine model used as observer
Overview of possible approaches
Ing. Adam Kouba
Prof. Ing. Ivan Uhlíř, DrSc
Department of Instrumentation and Control Engineering
Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague
Prague, Czech Republic
[email protected]
Department of Instrumentation and Control Engineering
Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague
Prague, Czech Republic
[email protected]
Abstract— The increasing complexity of engines and whole
powertrains, emissions legislation and pressures on cost reduction
are governing the growing demands on future Electronic Control
Units (ECU). In latest years increasing demands led to
implementation of control approaches using Mean Value Engine
Models (MVEM). Nowadays MVEM modelling is becoming
insufficient for providing of all needed information. It’s becoming
more and more visible that the next step in ECU model
implementation could be 1-D gas dynamic engine model. This
paper shows the advantages using 1-D gas dynamic model in the
ECU with further description of possible cost and time savings in
engine control strategy development.
II.
ENGINE MODELLING AND CONTROL-ORIENTED OF
MODELS
There are different approaches to create engine models. The
choice of used model depends on requirements for accuracy,
computational power, calibration time, stability and its use in
further control development.
A. Black-box modelling
The main disadvantage of black-box modelling is that we are not
able to assign any physical parameter to states of engine model.
This means, that we are not able to see what is happening inside
the system and this model is only able to describe the dynamic
input-output behaviour of the system. The advantage of this
approach is, that identification and model development of any
systems can be done easily in automated way.
Keywords— engine control; WAVE; WAVE-RT; 1-D gas
dynamic model; MVEM; engine modelling; rCube2
I. INTRODUCTION
The increasing complexity of engines and whole powertrains,
emissions legislation and pressures on cost reduction are
governing the growing demands on future Electronic Control
Units (ECU). In latest years increasing demands led to
implementation of control approaches using Mean Value Engine
Models (MVEMs). Nowadays, complexity of some applications
and demands on engine control shows, that MVEM modelling
is becoming insufficient for providing of all needed information
in required precision. Meanwhile, the durations of engine
development programs are ever decreasing. Global engine
families that must meet ever-changing regional legislative
requirements mean that more (re)work has to be done in less
time. The next step to decrease time of all mentioned
development and calibration, could be implementation of 1-D
gas dynamic engine model into the automotive ECU.
The purpose of this paper is to show possible ways how to easily
convert 1-D gas dynamic model into more simple form (Linear
models, MVEM) for further development of Model Based
Controllers (MBCs) based on 1-D gas dynamic engine model
observers. If this approach will be fully automatic, it can save a
noticeable amount of time spent on building of additional
models suitable for linearization and therefore overall time for
development of engine control strategies
Fig. 1. Exemplary hierarchy of used models and simulation workflow during
predictive control design [1]
Unfortunately the necessity to observe some states or outputs
which are hard or impossible to measure, pushes us to solutions
with a physical representation of states, where we are able to
calculate these values. One possibility to obtain these values is
to use more complex model as 1-D gas dynamic engine model
for black box model identification pre-identification as in case
61
of neural network based models [2], Lolimot (LOcal LInear
MOdel Tree) nonlinear input-output models for Model
Predictive Control [1] and more. If the model is not designed and
identified properly, issues with stability in parts operation range
can be observed. Fig. 1 shows not only the workflow of Model
Predictive Control (MPC) design, approach to design and
calibrate a black box model with 1-D engine model is also shown
(GT-Power in this case).
increasing demand on Hardware simulation also in HiL systems
(e.g. dSpace). Because of 1-D models complexity, solvers to
find solution of all differential equations of the model have to be
developed.
B. 0-D gas dynamic models
0-D gas dynamic models are also able to describe the dynamic
input-output behaviour, but with the advantage that we are able
to assign physical variables to internal states of the model. This
requires the knowledge of engine fundamentals. The final model
can be built in many structures depending on the application.
The example of the Mean Value Engine model structure is
shown on Fig. 2.
Fig. 3. Turbocharged diesel engine model in WAVE software environment
Fig. 2. Abstract mean-value SI-engine structure [3]
There are few tools used in automotive for development and
simulation of 1-D gas dynamic engine models on the market
such as GT-Power (Gamma Technologies), WAVE (Ricardo
plc) or AVL BOOST (AVL). These models are nowadays such
complex, that there is not a possibility to run them real-time on
the ordinary PC or HiL system. That is why all developers are
trying to speed up their solvers to reach the real-time boundary.
This opened a way to more simple derivations of models and
more simple forms of all cited products were released and called
as GT-Power RT, WAVE-RT and AVL BOOST RT. All these
products were developed for real-time applications on HiL
systems such as dSPACE (ETAS).
MVEM models are widely used for control system development
in simulations; Model Based Control or MPC. The structure and
development of MVEM is today widely described for different
types of engines, from base turbocharged diesel engines [4], [5],
more complex diesel engines with Exhaust Gas Recirculation
(EGR) [6] to gasoline engines in different forms [7–9]. MVEM
models are also used in co-simulations with 1-D engine models
for their validation [10]. Full solution for MVEM model
development, validation and further development of MPC
controllers for automotive applications in air path control is
nowadays offered by Honeywell with its OnRAMP Design Suite
[11].
The next significant step in 1-D model development is
application within ECUs for observer based controllers and
observer based diagnostic. The main problem of implementation
is nowadays performance of automotive ECUs. There are few
articles showing this achievement with WAVE-RT model and
rapid prototyping automotive ECU based on AUTOSAR
(AUTomotive Open System ARchitecture) [14], [15]. Paper
[16] also shows that 1-D engine model was already used in
engine control application. Implementation of 1-D model could
have a huge impact on increasing performance and diagnostic of
combustion engines and therefore to decrease engine out
emissions with increasing engine performance.
MVEM models are used in many cases for Model-in-the-Loop
(MiL), Software-in-the-Loop (SiL) or Hardware-in-the-Loop
(HiL) testing [12] and there are also applications of MVEM
models running inside more powerful ECUs to increase
performance of engine control and diagnostic.
C. 1-D gas dynamic models
1-D gas dynamic models are models with ability to calculate all
crank angle resolved parameters. These models are based on
complex calculations of elements such as pipes/ducts, junctions,
orifices and machinery elements as pistons, turbines,
compressors, etc. The main input for 1-D engine model is Heat
Release (HR) analyses from in-cylinder pressure measurement.
Pressure sensors are nowadays still expensive with limited
lifetime, but there are new low-cost long-life sensors which
gives comparable results to more expensive sensors as in [13]
and therefore the cost of measurement devices is becoming
negligible.
D. 3-D gas/fluid dynamic models
3-D gas dynamic models are SW tools commonly used in engine
development and in-cylinder analyses of injection spray,
combustion, etc. The speed of 3-D model simulation is
nowadays much slower than real-time and there is not a
possibility for any real-time HW implementation, hence this
article is not focused on these types of model.
1-D gas dynamic engine models are in plenty used for engine
control strategy testing in MiL simulation and because of
62
III. REAL TIME 1-D ENGINE MODEL IN AUTOMOTIVE ECU
This chapter shows a state-of-art solution for the implementation
and use of a real-time 1-D gas dynamics model within a rapid
prototyping ECU (rCube2) executing conventional and
advanced control strategies. In the future, this implementation
shows promise for helping to meet new emissions limits,
decreasing engine costs by removing of selected sensors, and
improving engine on-board diagnostics.
AND the real time engine model simultaneously. The rCube2
unit [15] produced by Ricardo, was used in this study. Based on
AUTOSAR and using an automated build process based in
MATLAB/Simulink, these tools complemented the advanced
engine model and controller development process by continuing
to reduce development and test cycle times.
A. WAVE-RT
WAVE is Ricardo’s 1-D gas dynamic simulation SW. In our
application WAVE-RT SW is mainly used. To use WAVE-RT,
a WAVE model of the diesel engine (represented by IVECO
5.9L turbocharged diesel engine) was created first and the
predicted performance validated against measured engine data
for both full load and part load conditions typically with
maximum error of 3% to reference data (this model would
typically already exist in an engine development program, albeit
perhaps not validated at all part load conditions). The example
of validation of diesel engine is shown on Fig. 4.
Fig. 5. rCube2 ECU
The standard configuration of the rapid prototyping ECU was
extended by adding an additional module in order to provide
enough computing power to run the real time engine model with
a slight advance (slightly faster than real time). The rapid
prototyping ECU comes in three variants, adding I/O ports and
CPU power with higher variant numbers. Variant III was used
with a full single-core processor dedicated to running the real
time engine model.
C. WAVE-RT running paralel with real engine
To show capability of WAVE-RT, test on real-engine with
WAVE-RT running in parallel was done. To compare results in
steady states and transients, WHTC drive cycle has been chosen
for testing. rCube2 ECU was used to control the engine and to
run the WAVE-RT model. Data acquisition of engine data and
WAVE-RT data was provided by rCube2 and other engine
parameters were measured with testbed equipment.
Engine parameters as Torque, pressures, temperatures, turbine
speed, etc. were compared in case of two measured datasets from
real engine and WAVE-RT model with very good fit. Example
of compared results in part of WHTC drive cycle are shown on
Fig. 6 for intake pressure. More results presented in [14].
Fig. 4. Validation of WAVE-RT model to reference data (black colour – testbed
data, Blue colour – WAVE model, red colour WAVE-RT model)
The engine model includes major components such as the intake
and exhaust manifolding, charge air cooler, and turbocharger,
but forgoes detailed intake and exhaust componentry such as
aftertreatment devices, mufflers, and acoustic componentry on
the intake. Instead, flow restrictions are included to capture the
pressure loss effect of those components. The model of diesel
engine is shown in Fig. 3.
testbed data
WAVE-RT
Intake manifold pressure[bar]
2
Key Features of WAVE-RT:
 Crank-resolved and independent treatment of
cylinders
 Modelling of wave effects in the intake and exhaust
systems
 Physically-based engine sub-models
 Automatic generation and parameterization from
existing WAVE engine model
1.8
1.6
1.4
1.2
1
700
B. Rapid prototyping control unit rCube2
In order to test and validate new approaches with 1-D engine
model, a rapid prototyping ECU (Fig. 5) was used. The ECU
has to be powerful enough to run the engine control strategy
750
800
850
900
Time [s]
950
1000
1050
1100
Fig. 6. Zoom in: Intake manifold pressure comparison of real engine and
WAVE-RT data in part of WHTC cycle
63
IV.
LINEARIZATION OF 1-D ENGINE MODEL AND FUTURE
development and calibration, but also a way how to reduce
engine out emission and engine consumption. Main challenge of
future work is to find sustainable automated solution to obtain
linearized engine model from 1-D gas dynamic model.
WORK
For further control application of single or multivariable state
controller the requirement on simplified model gives a question
how to derive this model from complex model as 1-D model is.
The target of linearization is to obtain a state space model as in
equation (1) and (2), from non-linear model which is in our case
represented by MVEM model or by WAVE/WAVE-RT model.
𝒙[𝑘 + 1] = 𝐀𝒙[𝑘] + 𝐁𝒖[𝑘]
(1)
𝒚[𝑘] = 𝐂𝒙[𝑘] + 𝐃𝒖[𝑘]
(2)
ACKNOWLEDGMENT
This research has been partially realized using the support of
Technological Agency, Czech Republic, programme Centres of
Competence, project # TE01020020 Josef Bozek Competence
Centre for Automotive Industry. This support is gratefully
acknowledged.
REFERENCES
A. MVEM linearization
As mentioned before MVEM model allows as to linearize the
model. This approach is already known and is mostly
implemented in MATLAB/Simulink environment [8] or
different SW such as MapleSim [17], Modelica [18], AMESim
[19] platform or other SWs.
[1] M. Florián, J. Macek, M. Polášek, P. Steinbauer, Z. Šika, M. Takats, O.
Vacul𝚤n, M. Valášek, J. Vávra, O. V𝚤tek, and others, “Improving the engine
transient performance using model-based predictive control,” in
Proceedings of the Conference on Thermo and Fluid Dynamic Processes in
Diesel Engines, Valencia, Spain, 2006, vol. 1, pp. 146–152.
[2] F. Ke, Z. Li, A. Shenton, D. Fuente, and B. Gao, “Black Box Dynamic
Modelling of a Gasoline Engine for Constrained Model-Based Fuel
Economy Optimization,” SAE Technical Paper, 2015.
[3] L. Guzzella and C. H. Onder, Introduction to modeling and control of
internal combustion engine systems. Springer, 2004.
[4] E. Hilding, “Enthalpy based boost pressure control,” 2011.
[5] H. Wu, “Performance simulation and control design for diesel engine NOx
emission reduction technologies,” University of Illinois at UrbanaChampaign, 2011.
[6] J. Wahlström and L. Eriksson, “Modeling of a diesel engine with VGT and
EGR including oxygen mass fraction,” 2006.
[7] R. Argolini and V. Bloisi, “On optimal control of the wastegate in a
turbocharged SI engine,” 2007.
[8] P. Moulin and J. Chauvin, “Modeling and control of the air system of a
turbocharged gasoline engine,” Control Engineering Practice, vol. 19, no.
3, pp. 287–297, 2011.
[9] R. Sharma, D. Nesic, and C. Manzie, “Control Oriented Modeling of
Turbocharged (TC) Spark Ignition (SI) Engine,” SAE Technical Paper,
2009.
[10] Y. He and C.-C. Lin, “Development and validation of a mean value engine
model for integrated engine and control system simulation,” SAE Technical
Paper, 2007.
[11] Honeywell, Ed., “Honeywell OnRAMP design Suite.” Honeywell, url:
https://www.honeywellonramp.com, Accesed: 1-May-2015, 2015.
[12] H. Nanjundaswamy, M. Tatur, D. Tomazic, M. Dahodwala, T. Eping, L.
Virnich, Q. H. Xin, W. Gorczowski, and M. Read, “Development and
calibration of on-board-diagnostic strategies using a micro-HiL approach,”
SAE Technical Paper, 2011.
[13] A. Kouba, “LOW-COST ICPS IN COMPARISON WITH REFERENCE
PIEZOELECTRIC TRANSDUCER,” Proceedings of the annual meeting
New Methods and Procedures in Automatic Control, Instrumentation and
Informatics, vol. 1, no. 1, pp. 38–45, 2014.
[14] B. Hnilicka, M. Horacek, A. Kouba, and M. Vinklar, “Testbed application
of diesel engine controlled by rCube2 ECU with WAVE-RT module.” Apr2014.
[15] B. H. Jiri Navratil Thomas Fickenscher, “Advanced Rapid Prototyping
Electronic Control Unit with Real-Time 1-D Gas Dynamics Modelfraction,”
2013.
[16] B. Hnilicka, M. Horacek, A. Kouba, M. Vinklar, and J. Navrastil, “Sensorless engine control using WAVE-RT model running in rCube2 ECU.” Apr2015.
[17] H. A. Asl, M. Saeedi, R. Fraser, P. Goossens, and J. McPhee, “Mean Value
Engine Model Including Spark Timing for Powertrain Control Application,”
SAE Technical Paper, 2013.
[18] D. Silverlind, “Mean value engine modeling with modelica,” Master’s
thesis, Link¿ oping University, SE-581, vol. 83, 2001.
[19] G. Le Solliec, F. Le Berr, G. Colin, G. Corde, and Y. Chamaillard, “Engine
control of a downsized spark ignited engine: from simulation to vehicle,”
Oil & Gas Science and Technology-Revue de l’IFP, vol. 62, no. 4, pp. 555–
572, 2007.
B. WAVE linearization
This most direct approach to obtain linearized model
unfortunately fail especially on the fact that WAVE-RT solver
is confidential. This fact is also present in other mentioned SW
in chapter II.C. One of possible solutions is to create 1-D model
in open SW such as Modelica or AMESim which allows further
linearization of model, but these SWs are not specialized on
engine modelling and also optimized for real-time application.
Few possible approaches of WAVE model linearization were
tested without satisfactory results. In case of linearization with
MATLAB/Simulink as in case of MVEM model, states of 1-D
model weren’t identified by Simulink and only Input/Output
matrix was obtained. This was tested for different setups of
WAVE model and Simulink configuration.
From the previous paragraph it was decided, that there is no easy
way how to directly linearize the model without better
knowledge of WAVE/WAVE-RT solver, therefore some other
identification methods were tested to obtain state-space model
such as ARX or ARMAX modelling. This type of identification
unfortunately do not give us sufficient results, but other not
tested methods based on black box, gray box or neural network
model identification could give us better results.
C. WAVE to MVEM conversion
Approach where MVEM model is derived from WAVE can be
called as a workaround solution. The advantage of this solution
is that MVEM model is physical based and many parameters can
be taken directly from WAVE. The main disadvantage is that
MVEM model is not stable such as 1-D engine model and it
needs individual changes for different models to reach the
stability and desired model output in every set-point. Solution to
be developed for this case also need to be simple for
implementation and the calibration have to be done mostly in
automated way.
V. CONCLUSION
Running 1-D model in the ECU together with automated
approaches for engine control strategy development and
calibration could be a way to reduce costs of control strategy
64
Doc. Ing. Martin Novák Ph.D.
Autor (editor):
Název díla: Sborník příspěvků odborného semináře Nové metody a postupy v oblasti přístrojové
techniky, automatického řízení a informatiky 2015
Vydalo: České vysoké učení technické v Praze
Zpracovala: Fakulta strojní
Kontaktní adresa: Ústav přístrojové a řídicí techniky, Technická 4, Praha 6, 166 07
Tel.:
+420 2 2435 2573
Tisk:
Ústav přístrojové a řídicí techniky, Fakulta strojní ČVUT v Praze
Adresa tiskárny: Technická 4, Praha 6, 166 07
Počet stran:
64
ISBN 978-80-01-05758-2
Náklad:
10 výtisků
Pořadí vydání:
1.