1 Rádiové přijímače

Transkript

1 Rádiové přijímače

Rádiové přijímače
1
1 Rádiové přijímače
1.1 Různé obvodové koncepce rádiových přijímačů
Vývojově nejstarší a současně nejjednodušší je detektorový přijímač znázorněný na obr. 1-1a). Na jeho
výstupu je zapojen pasívní selektivní vstupní obvod, který ze všech signálů zachycených anténou vyčleňuje
pouze žádaný signál o kmitočtu fS. Za tímto obvodem následuje detektor a koncový stupeň. Vzhledem
k tomu, že běžné detektory potřebují ke své správné funkci poměrně velké vstupní napětí (např. detektory
AM napětí řádu nejméně desetiny voltu), je možné využít uvažovaného typu přijímače pouze k příjmu
relativně silných signálů. Jeho velkou předností v porovnání se všemi ostatními typy přijímačů je však
možnost dosáhnout extrémně velké šířky pásma, která je žádoucí například u širokopásmového
radiometrického přijímače.
obr. 1-1 Různé koncepce rádiových přijímačů
Dalším typem je přímozesilující přijímač, - obr. 1-1b. Na vstupu tohoto přijímače je pasivní selektivní
vstupní obvod. Za ním je zařazen laděný (v jednodušších koncepcích neladěný) vysokofrekvenční
zesilovač, který při dostatečně velkém zesílení umožňuje podstatně zvětšit celistvost celého přijímače a
současně i jeho selektivitu, tj. schopnost potlačit nežádoucí signály. Následující detektor detekuje vf signál.
Realizace selektivního přeladitelného vysokofrekvenčního zesilovače se ziskem 50 až 100 dB je ovšem
velmi náročná, a proto se přímozesilující přijímače dnes vyskytují spíše jen výjimečně.
Nejrozšířenějším typem přijímače je přijímač s přeměnou kmitočtu nazývaný superheterodynní
přijímač nebo krátce superheterodyn (suprthet) – obr. 1-1c. Na vstupu je zařazen pasivní selektivní vstupní
obvod jehož úkolem je vybrat ze všech signálů dopadajících na anténu signál žádaný. V následujícím
vysokofrekvenčním zesilovači je tento signál mírně zesílen a především vyzvednut nad šumovou úroveň.
Současně jsou zde potlačeny zbytky rušivých signálů ležících ve vzdálenějším okolí žádaného signálu (u
přijímačů nižších jakostních tříd však bývá vf zesilovač vynechán). V měniči kmitočtu (směšovači) je
přijímaný signál s kmitočtem f0 přeměněn na mezifrekvenční signál s kmitočtem fmf určeným vztahem
fmf = f0 − fs ,
(1.1a)
fmf = fS − f0 ,
(1.1b)
pro f0>fS, popř.
pro f0<fS.
2
Mění-li se kmitočet přijímaného signálu, mění se u superheterodynu vhodně i kmitočet místního
oscilátoru, a to právě tak, aby mezifrekvenční kmitočet byl stále konstantní. Díky tomu může být
mezifrekvenční zesilovač naladěn na fixní mezifrekvenční kmitočet, což značně zjednodušuje jeho
konstrukci. Za mezifrekvenčním zesilovačem následuje detektor, který z modulovaného mezifrekvenčního
signálu získá původní modulační signál. Demodulovaný signál je potom již obvyklým způsobem
zpracován v koncovém stupni.
Mezifrekvenční zesilovač laděný na pevný kmitočet může mít velké zesílení, a tím může zajistit
přijímači velkou citlivost a navíc selektivitu a samozřejmě i konstantní šířku pásma. Superheterodynní
přijímače mají určité nedostatky. Jedním z nejzávažnějších nedostatků je náchylnost k příjmu nežádoucích
signálů nacházejících se v parazitních příjmových kanálech, především v zrcadlovém kanálu, situovaném
na zrcadlovém kmitočtu
fz = f0 + fmf ,
(1.2a)
fz = f0 − fmf ,
(1.2b)
pro f0>fs, popř.
pro f0<fs.
Pokud zrcadlový signál zachycený anténou pronikne vlivem nedostatečné selektivity vstupního obvodu až
na vstup směšovače, vytvoří rušivý mezifrekvenční signál, neboť
fz − f0 = fmf ,
(1.3a)
f0 − fz = fmf ,
(1.3b)
pro f0>fs, popř.
pro f0<fs.
Dalším závažným parazitním kanálem je kanál na mezifrekvenčním kmitočtu fmf a dále kanály vytvářené
druhou harmonickou 2f0 oscilačního kanálu aj. (obr. 1-1d).
Jiným nedostatkem těchto přijímačů je sklon ke vzniku interferenčních hvizdů. Problém může být i
souběh vstupního a oscilačního obvodu, zvětšení šumu způsobeného směšováním atd.
Kromě uvedených druhů přijímačů existuje ještě řada odvozených variant – např. reflexní přijímač, což
je v podstatě přímozesilující přijímač z obr. 1-1a, u kterého se však aktivní prvky vysokofrekvenčního
zesilovače navíc využívají k zesílení demodulovaného signálu. Jiným typem je superreakční přijímač, v jehož
jednostupňovém vf zesilovači (plnícím zpravidla také funkci detektoru) je periodicky zaváděna velmi silná
kladná zpětná vazba, umožňující přijímači dosáhnout jednoduchými prostředky velké citlivosti. Dále je
možné uvést synchrodyn, což je superheterodyn s nulovým mezifrekvenčním kmitočtem, takže za jeho
směšovačem může přímo následovat koncový stupeň.
1.2 Hlavní parametry rádiových přijímačů
Výslednou činnost libovolného rádiového přijímače je možné popsat pomocí elektrických, optických,
mechanických a jiných parametrů, kterých je velké množství, proto se zde zaměříme jen na některé, které
mají co nejobecnější charakter, a mohou být s určitými obměnami aplikovány v podstatě na každý
přijímač.
1.2.1 Maximální citlivost
Maximální citlivost rádiového přijímače, nazývaná také citlivost omezená zesílením, charakterizuje
zesilovací schopnost přijímače, aniž by jakkoliv přihlížela k jeho šumovým vlastnostem.
Rozhlasové přijímače AM
Pod pojmem maximální citlivost se rozumí napěťová úroveň Ua signálu měrného generátoru, amplitudově
modulovaného signálem s kmitočtem fm=400 Hz a s hloubkou modulace m=30 % (tzv. normální
modulace), která je nutná k tomu, aby přijímač odevzdával do standardní zátěže výstupní výkon
odpovídající střední pokojové hlasitosti (50 mW pro střední přijímače, 5 mW pro malé kapesní přijímače a
500 mW pro velké kvalitní přijímače). Přitom všechny ovládací prvky přijímače musí být nastaveny na
maximální zesílení. Citlivost se vyjadřuje v jednotkách µV nebo dB/V.
3
Rozhlasové přijímače FM
Maximální citlivost je určena jako úroveň vf signálu měrného generátoru, kmitočtově modulovaného
kmitočtem 400 Hz s deviací 15 kHz (OIRT) nebo 22,5 kHz (CCIR) (což je právě 30 % z maximálního
kmitočtového zdvihu 50 kHz (OIRT) nebo 75 kHz (CCIR)), který je zapotřebí k dosažení výstupního
výkonu 50 mW (5 mW, 500 mW). Maximální citlivost přijímačů FM je udávána v jednotkách µV nebo
mW nebo dBm nebo dBf (dBm značí decibely vztažené k výkonu 1 mW, dBf značí decibely vztažené
k výkonu 1 femtowatt 10-15W)).
Televizní přijímače
Maximální citlivost je definována jako úroveň vf napětí modulovaného sinusovým signálem
s kmitočtem 400 Hz na 50 %, které je zapotřebí k tomu, aby na výstupu obrazového kanálu )katodě nebo
jiné modulační elektrodě obrazovky) bylo dosaženo jisté jmenovité hodnoty Unf demodulovaného signálu
400 Hz, odpovídající normální kvalitě obrazu. Přitom všechny regulační prvky přijímače musí být nastaveny
do polohy odpovídající maximálnímu zesílení. Efektivní hodnota výstupního napětí je obvykle Unf=6 V.
Tuto hodnotu lze přečíst např. pomocí cejchovaného osciloskopu nebo nízkofrekvenčního voltmetru.
1.2.2 Selektivita
Selektivitou rádiového přijímače se rozumí jeho schopnost oddělit žádaný signál od nežádoucího
signálu.
U superheterodynních přijímačů, představujících dnes nejpočetnější skupinu, je účelné definovat
blízkou selektivitu, charakterizující potlačení rušivých signálů nacházejících se v bezprostředním okolí
žádaného signálu, a vzdálenou selektivitu, která vyjadřuje potlačení signálů ze vzdálenějších parazitních
příjmových kanálů.
1.2.3 Zkreslení
Jedním z nejdůležitějších parametrů pro hodnocení jakosti jakýchkoliv dvojbranů a tedy i rádiových
přijímačů nebo jejich dílčích funkčních bloků, je zkreslení. Ke zkreslení dochází tehdy, mění-li se přenosové
vlastnosti dvojbranu s kmitočtem nebo s okamžitou hodnotou (amplitudou) přenášené veličiny.
V souhlase s tím se všechna zkreslení mohou dělit na kmitočtová a nelineární.
1) Kmitočtová zkreslení
Kmitočtová zkreslení vznikají tehdy, závisejí-li některé elektrické parametry dvojbranu nežádoucím
způsobem na kmitočtu přenášeného signálu.
a)
b) Útlumové zkreslení je způsobeno tím, že útlum )nebo zesílení) dvojbranu není stejný při všech
kmitočtech.
c)
d) Fázové zkreslení se projevuje tím, že fázový posuv mezi vstupním a výstupním napětím
dvojbranu není v přenášeném pásmu přímo úměrný kmitočtu, tj. fázové zpoždění je kmitočtově
závislé.
e)
f)
Zkreslení zpožděním je způsobeno tím, že skupinové (nebo fázové) zpoždění dvojbranu není
konstantní v celém přenášeném kmitočtovém pásmu.
2) Nelineární zkreslení
Nelineární zkreslení je obecný výraz pro všechna zkreslení vznikající tím, že se vlastnosti dvojbranu
mění s okamžitou hodnotou přenášené veličiny. Toto zkreslení vzniká v nelineární soustavě, tj. v soustavě,
ve které přenos udávající vztah mezi vstupními a výstupními veličinami v ustáleném stavu není lineární.
Harmonické zkreslení – je to vznik harmonických složek na výstupu dvojbranu při vstupním sinusovém
napětí. Toto zkreslení vyjadřuje poměrem efektivní hodnoty souhrnu vyšších harmonických složek na
výstupu k efektivní hodnotě celkového napětí na výstupu, tedy
4
k=
U22 + U32 + U24 + ...
,
U + U22 + U32 + U24 + ...
2
1
(1.4)
kde k je činitel harmonického zkreslení, vyjadřovaný obvykle v procentech a U1, U2, U3, . . . jsou amplitudy
první, druhé, třetí, . . . harmonické.
Někdy se místo celkového výstupního napětí uvažuje jen základní sinusová složka. Potom
k′ =
U22 + U32 + U24 ...
.
U12
(1.5)
při menších hodnotách harmonického zkreslení (k ≤ 10% ) se činitelé harmonického zkreslení určené
vztahy (1.4) a (1.5) přibližně rovnají ( k ≈ k′) .
Amplitudové zkreslení – se projevuje tím, že poměr efektivní hodnoty napětí na výstupu dvojbranu
k efektivní hodnotě napětí na vstupu se mění s amplitudou.
Intermodulační zkreslení – jedná se o vznik kombinačních kmitočtů na výstupu dvojbranu vlivem jeho
nelineárnosti, přivádějí.li se na vstup dva sinusové kmitočty nebo několik sinusových kmitočtů určité
amplitudy.
Křížové zkreslení – jde o změnu útlumu nebo zisku dvojbranu, způsobenou současným přenosem
signálu jiného kmitočtu. Toto zkreslení lze vysvětlit tak, že při působení dvou signálů na vstupu
nelineárního dvojbranu vznikají intermodulační produkty, jejichž vznik musí být energeticky kryt
zmenšením amplitudy, tj. zvětšením útlumu obou výchozích signálů.
Křížová modulace – je to takový druh nelineárního zkreslení, při kterém se amplitudová modulace
rušivého signálu s kmitočtem fr a amplitudou Ur přenáší na nosný kmitočet fs požadovaného signálu
s amplitudou Us která může nebo nemusí být modulován.
Intermodulační zkreslení. Jedním z nezávažnějších typů zkreslení u rádiových přijímačů je
intermodulační zkreslení, na jehož vzniku se podílejí základní a vyšší harmonické vstupního signálu
s kmitočtem fs a dále základní a vyšší harmonické oscilačního signálu s kmitočtem f0. K tomuto zkreslení
dochází zejména ve směšovači, ale i v zesilovacích vf stupních. Z intermodulačních produktů vznikajících
tímto způsobem jsou nejdůležitější ty, které padnou do pásma propustnosti následujícího mf zesilovače, a
projdou tedy i na detektor přijímače.
1.2.4 Stabilita
Změní-li se okolní teplota, relativní vlhkost nebo tlak vzduchu, napájecí napětí a jiné vnější podmínky
činnosti přijímače, změní se vlivem nedostatečné kmitočtové stability i jeho výstupní signál. Stabilitou
přijímače se tedy v obecném smyslu rozumí jeho schopnost udržovat stálý výstupní signál při stálém
vstupním signálu a při měnících se vnějších podmínkách činnosti.
Kmitočtová stabilita přímozesilujících přijímačů závisí zejména na stabilitě jejich pasivních laděných
obvodů.
U superheterodynních přijímačů je stabilita ovlivňována nejen laděnými obvody, ale i kmitočtovou
stabilitou místních oscilátorů (heterodynů). Určité zlepšení přinesly soustavy samočinného dolaďování
kmitočtu (AFC(, radikální změnu k lepšímu znamenají syntezátory, které se začaly uplatňovat nejen u
profesionálních, ale i běžných komerčních rozhlasových přijímačů.
1.3 Základní principy přijímačů pro analogové modulace
1.3.1 Principy přijímačů AM
Přenos pomocí AM je možné v podstatě uskutečnit při libovolných kmitočtech, hlavní uplatnění
nalezl v pásmu DV, SV, KV, tj. v oblasti kmitočtů asi 150 kHz až 30 MHz.
Základní skupinové schéma z obr. 1-1 doplníme o některé další funkční bloky, typické právě pro
přijímače AM:
5
1) Asynchronní demodulátor AM
Na obr. 1-2 je znázorněna podstata asynchronní (nekoherentní) demodulace signálů s amplitudovou
modulací. Vysokofrekvenční nebo mezifrekvenční modulovaný signál se přivádí na detekční obvod, na
jehož výstupu se potom objeví řada kmitočtových složek. Jednou z nich je i požadovaný modulační signál
v základním pásmu, který vlastně vzniká jako rozdílový kmitočet nosné vlny a obou postranních pásem
nebo alespoň jednoho postranního pásma. Tento signál prochází nezeslabený následující dolní propustí,
zatímco nežádoucí vyšší kmitočtové složky jsou propustí potlačeny.
obr. 1-2 Princip asynchronní demodulace signálů
2) Synchronní demodulátory AM
Na obr. 1-3 je znázorněno základní uspořádání synchronního demodulátoru AM. Demodulace se zde
provádí tak, že se v analogovém násobiči (fázovém komparátoru) vynásobí vstupní modulovaný vf nebo
mf signál s nemodulovaným referenčním signálem s tímtéž kmitočtem a fází. Za dolní propustí se pak
objevuje stejnosměrná složka a užitečný demodulovaný signál (synchronní detekci lze tedy považovat za
multiplikativní směšování na nulový mf kmitočet). Referenční signál se získává ze vstupního signálu jeho
omezením a kmitočtovou filtrací; tento signál však lze získat také v autonomním oscilátoru, který je pouze
synchronizován vzorkem nosné vstupního signálu, nebo ho lze odvodit z pomocného pilotního signálu.
obr. 1-3 Princip synchronní detekce signálů AM
3) Volba typu demodulátoru signálů AM
U klasické AM se dvěma postranními pásmy a nepotlačenou nosnou vlnou máme možnost volby
mezi asynchronním a synchronním detektorem. Synchronní detektory jsou po obvodové stránce obecně
složitější než asynchronní, neboť kromě vlastního detektoru musí obsahovat ještě náročný obvod pro
regeneraci referenční nosné vlny. Z hlediska linearity detekce, odolnosti proti impulsovým poruchám a
šumu jsou však lepší. Proto se jim u moderních přijímačů s monolitickými integrovanými obvody dává
přednost, neboť zmíněná složitost zde nehraje podstatnou roli.
1.3.2 Systémy samočinného řízení zesílení (AGC)
Úroveň vf signálu zachyceného anténou přijímače se může v praxi měnit v rozmezí až několika řádů, a
to vlivem změn fyzikálních vlastností prostředí, v němž se šíří elektromagnetické vlny, nebo vlivem
pohybu přijímače apod. Proto bývají přijímače AM vybaveny soustavou samočinného řízení zesílení AGC
(automatic gain control), označovanou také symboly AVC (a. volume c., tj. samočinné řízení hlasitosti) nebo
ALC (a. level c., tj. samočinné řízení úrovně). Soustava AGC může být řešena v podstatě dvojím způsobem.
První možnost, nazývaná zpětnovazební soustava AGC nebo soustava s řízením vzad je znázorněna na
obr. 1-4a. napětí na výstupu mf zesilovače se v detektoru AGC nejprve detekuje. Výstup detektoru se pak
kmitočtově filtruje dolní propustí, která propouští stejnosměrnou složku, měnící se zpravidla jen v rytmu
pomalých změn vstupního signálu, kdežto změny v rytmu modulačních kmitočtů zadrží, a tím vlastně
zabrání nežádoucímu ovlivňování modulace systémem AGC. Takto získané napětí (nebo výkon) AGC se
po zesílení již přivádí na jednotlivé bloky vysokofrekvenčního a mezifrekvenčního dílu přijímače, kde
elektrickou cestou ovlivňuje jejich zesílení. Přitom smysl tohoto působení je takový, aby při zvyšující se
6
úrovni vstupního signálu se zesílení zmenšovalo a naopak. Soustava AGC s řízením vzad je technicky
poměrně snadno realizovatelná a také se často požívá, přestože z principu nemůže dosáhnout dokonalé
kompenzace kolísání úrovně vstupního signálu.
obr. 1-4 Systém samočinného řízení zesílení (AGC)
Druhá varianta soustavy AGC, tj. Soustava s řízením vpřed, je na obr. 1-4b. Ta sice dovoluje dosáhnout
naprosto konstantního výstupního napětí přijímače při libovolných změnách úrovně vstupního signálu,
technicky je však velmi náročná. Vyžaduje totiž zesilovač s velmi širokým lineárním dynamickým
rozsahem, ne užším, než je rozsah změn vstupního signálu, a proto se v praxi nepoužívá. Může se však
úspěšně uplatnit ve smíšené soustavě AGC (obr. 1-4c), která se vhodnou kombinací obou základních
způsobů značně přibližuje ideálnímu systému.
Systémy AGC, které působí již od nejslabších vstupních signálů, se nazývají prosté. Výhodnější však
jsou systémy tzv. zpožděného AGC, které slabé signály vůbec netlumí a začínají působit až od signálů
vyšší úrovně.
1.3.3 Přijímače s vícenásobnou přeměnou kmitočtu
Má-li mít rádiový přijímač superheterodynního typu co největší blízkou selektivitu, musí mít nízký mf
kmitočet. Naopak k zajištění co největší vzdálené (zrcadlové) selektivity je žádoucí co nejvyšší mf
7
kmitočet. Tyto dva protichůdné požadavky ovšem nemůže současně splnit přijímač s jedinou přeměnou
kmitočtu. Podstatně snazší je jejich dosažení u přijímače s dvojí (nebo trojí) přeměnou, který má
dostatečný odstup mezi jednotlivými mf kmitočty.
Skupinové schéma zapojení takového přijímače je na obr. 1-5. Jeho první mf kmitočet fmf 1 je
zpravidla co nejvyšší, čímž se zajišťuje velká vzdálená selektivita. U starších přijímačů AM pro pásmo 0,15
až 30,0 MHz bývá tento kmitočet vyšší než 2 až 3 MHz; Tato hodnota stačí pro získání velkého potlačení
zrcadlových signálů v pásmu dlouhých a středních vln (fs<3 MHz), kde je totiž relativní odstup vstupního
a zrcadlového kmitočtu
fz − fs 2fmf
=
již malý. Z toho důvodu se v posledních letech v přijímací technice
fs
fs
uplatňuje koncepce přijímače nazývaná konvertor nahoru (convertor up), u níž je první mf kmitočet volen nad
nejvyšším přijímaným kmitočtem, tedy u přijímačů AM vyšší než 35 až 40 MHz. Tím se zajistí extrémně
velké potlačení nejen zrcadlových, ale i mezifrekvenčních parazitních signálů v celém přijímaném pásmu.
obr. 1-5 Základní uspořádání přijímače s dvojí přeměnou kmitočtu a jeho různé varianty
Druhý mezifrekvenční kmitočet fmf 2 přijímače s dvojím směšováním musí být naopak nízký, neboť
v druhém mf zesilovači je nutné dosáhnout velké blízké selektivity, tj. co největší strmosti boků křivky
selektivity. Při použití „klasických“ mezifrekvenčních filtrů LC se pro danou třídu přijímačů AM ukazuje
jako vyhovující druhý mf kmitočet v okolí 460 kHz nebo 125 kHz; u moderních bezindukčních filtrů však
tento kmitočet může být i mnohem vyšší. Při volbě druhého mezifrekvenčního kmitočtu u přijímačů
s vícenásobnou přeměnou kmitočtu je však nutné sledovat nejen blízkou selektivitu, ale i možnost příjmu
8
nežádoucích zrcadlových signálů měniče kmitočtu nebo dalších měničů kmitočtu. Aby se tato možnost
vyloučila, musí být druhý mf kmitočet fmf 2 vyšší než polovina šířky pásma Bmf 1 prvního mf zesilovače.
Konkrétní uspořádání přijímače s vícenásobnou přeměnou kmitočtu (zejména způsob jeho ladění a
získávání selektivity) mohou být v praxi rozličná. Několik nejčastějších variant je uvedeno na obr na obr.
1-5; všechny mají společné skupinové schéma zapojení, odlišné jsou pouze v detailech.
1.3.4 Přijímače signálů SSB, DSB, ISB a QAM
Přijímače signálů SSB
Modulace SSB má oproti modulaci AM tyto výhody:
Úsporu poloviny šířky vf pásma a výraznou úsporu vysílaného výkonu následkem potlačení nosné. Kromě
toho je méně citlivá na únik signálu, a proto se často používá, a to zejména u spojových přijímačů. Aby
však bylo možné na přijímací straně signál SSB detekovat, je nutné obnovit potlačenou nosnou. Detekci
kompozitního signálu, složeného z obnovené nosné a přenášeného signálu SSB, je potom možné
uskutečnit již pomocí běžného asynchronního detektoru AM. Častější je však detekce pomocí součinového
detektoru, kdy se signál SSB přeloží působením obnovené nosné do základního pásma (pochodem
odpovídajícím směšování s nulovým mf kmitočtem).
9
obr. 1-6 Obvody pro detekci signálů SSB, DSB, ISB a QAM
Detekce signálů SSB se nejčastěji uskutečňuje pomocí součinového detektoru, ve kterém se násobí
signál SSB s regenerovanou nosnou vlnou Umf 0 cos ( ωmf 0 + ϕ0 ) ; tato vlna může mít kmitočet i fázi odlišné
od nemodulované nosné, tj. obecně ωmf 0 ≠ ωmf ; ϕ0 ≠ ϕ . Před detektorem je filtr SSB pro potlačení všech
nežádoucích sousedních signálů a za detektorem je dolní propust, která tlumí vyšší kmitočtové složky
vznikající v detektoru.
Je-li referenční nosná vlna přesně shodná s původní nosnou, je demodulovaný signál až na amplitudu
totožný s modulačním signálem. Liší-li se obě vlny o jistý fázový rozdíl ∆ϕ = ϕ − ϕ0 , objeví se tento posuv
i v demodulovaném signálu. Podobný posuv vzniká i v kmitočtu demodulovaného signálu. Jak ukazuje
zkušenost, při přenosu elektroakustických signálů (mluveného slova) je kmitočtová odchylka menší než asi
10 Hz sluchem nezjistitelná, avšak při odchylkách větších než 100 až 150 Hz se stává přenos již téměř
nesrozumitelným. V obvyklých pásmech přijímačů AM (fs< 30 MHz) je nutné nastavit a udržovat
kmitočet referenčního signálu s přesností asi 2 ⋅ 10−6 ÷ 10−7 .
Přijímače signálů DSB
Demodulace signálů DSB se může realizovat vždy jen jako synchronní, a to např. pomocí
součinového detektoru. V tomto detektoru se násobí obě postranní pásma s referenční nosnou vlnou
Umf 0 cos ( ωmf 0 t + ϕ0 ) . Za následující dolní propustí, potlačující neužitečné vyšší kmitočtové složky, potom
dostáváme signál
mUmf 0Umf cos ( Ωt + Φ ) cos ( ωmf − ωmf 0 ) t + ( ϕ − ϕ0 ) .
(1.6)
10
Při dokonalé totožnosti nemodulované nosné (ve skutečnosti potlačené) a referenční nosné se výstupní
signál shoduje s modulačním signálem. Ztotožňují-li se kmitočty obou nosných ( ωmf = ωmf 0 ) , avšak fáze
se liší ( ϕ ≠ ϕ0 ), výstupní signál se zmenší a při fázovém rozdílu ϕ-ϕ0=900 se dokonce zcela anuluje
(quadrature null effekt). Pokud by se lišily i kmitočty nosných, vznikalo by nepříjemné zkreslení; tento režim
musí být tedy zcela vyloučen.
U detektorů DSB je nezbytně nutná dokonalá kmitočtová i fázová koherence nemodulované nosné
vlny s vlnou referenční, kterou ovšem nedokáže zajistit ani velmi stabilní autonomní oscilátor
stabilizovaný krystalem.
Referenční nosnou vlnu, potřebnou k synchronní demodulaci signálů DSB, lze odvodit z obou
postranních pásem tím, že se nechají projít kvadrátorem. Na jeho výstupu se mj. objeví i její druhá
harmonická, která se vyčlení úzkopásmovým selektivním filtrem. Následujícím kmitočtovým děličem
dvěma se již získá referenční nosná.
Kompletní synchronní detekci signálů DSB můžeme uskutečnit také pomocí Costasova přijímače,
znázorněného na obr. 1-6c. Skládá se vlastně ze dvou synchronních detektorů (přijímačů), k nimž se
přivádějí shodné vstupní signály, avšak referenční (heterodynní) signály jsou o 900 fázově posunuty
(synchronní detektory jsou tvořeny násobiči N1, N2 a následujícími dolními propustmi).
Předpokládejme nejprve, že zdroj referenčního signálu, realizovaný jako oscilátor řízený napětím
(VCO), má přesně tutéž fázi, jako by měla nosní vstupního signálu. Potom se na výstupu synfázního
kanálu přijímače (kanálu I) objevuje požadovaný detekovaný výstupní signál a na výstupu kvadraturního
kanálu (Q) bude ve shodě se vztahem (1.6) nulový výstupní signál. Nulový bude tedy i výstupní signál
násobiče N3, který se po kmitočtové filtraci využívá ke korekci kmitočtu oscilátoru VCO. Jestliže se nyní
fáze oscilátoru VCO odchýlí o několik málo stupňů od správné hodnoty (např. z důvodů nestability),
výstupní signál synfázního kanálu I se téměř nezmění ( cos ϕ ≈ 1 pro ϕ ≈ 00 ). Naproti tomu na výstupu
kvadraturního kanálu se objeví určité nenulové napětí, jehož amplituda je při malých odchylkách fáze
úměrná zmíněné chybě a polarita odpovídá smyslu této chyby ( sinϕ ≈ ϕ pro ϕ ≈ 00 ). Vlivem toho je i na
výstupu násobiče N jisté korekční napětí, kterým se oscilátor VCO doladí tak, aby se fázová chyba
zmenšila na nulu. Přitom je důležité, že toto korekční napětí je zcela odvozeno jen z postranních pásem, tj.
ze signálu DSB, bez jakékoliv spoluúčasti případné nosné vlny.
Velkou předností popisovaného přijímače je skutečnost, že demodulace je u něho možná na nízké
úrovni signálu. Podstatné části celkového zesílení, ale i selektivity lze potom dosáhnout v obvodech za
demodulátorem, tj. v základním pásmu, což je snazší než ve vf obvodech. Celý přijímač je ovšem
podstatně složitější než přijímač AM.
Přijímače signálů ISB
Signál ISB je amplitudově modulovaný signál, jehož každé postranní pásmo přenáší zcela nezávislou
informaci. Nosná je přitom částečně nebo úplně potlačena (je to tedy vlastně již multiplexní signál, neboť
se v jediném vf kanálu přenášejí dva modulační signály).
Přijímač obsahuje běžný vj a mf díl, za nímž následuje vlastní detektor ISB, znázorněný na obr. 1-6d.
vstupní signál se dělí do dvou pásmových filtrů, z nichž každý propustí pouze „své“ postranní pásmo.
Takto vyčleněné signály, představující vlastně signály SSB, se detekují v synchronních detektorech. Na
referenční nosnou vlnu jsou kladeny stejné požadavky jako u detektorů SSB. Lze ji proto získat stejným
způsobem, tj. pomocí smyčky AFC nebo pomocí stabilního kmitočtového syntezátoru.
Přijímače QAM
Signál QAM s kvadraturní amplitudovou modulací vznikne superposicí dvou signálů AM, jejichž
nosné vlny mají shodný kmitočet, avšak mají fázový posun 900 (je to tedy rovněž multiplexní signál). Při
modulaci nosných harmonickými signály s úhlovými kmitočty Ω1 a Ω2 a při hloubkách modulace m1 a m2
je signál QAM určen vztahem
u ( t ) = Umf (1 + m1 cos Ω1t ) cos ( ωmf t + ϕ ) + Umf (1 + m2 cos Ω 2 t ) sin ( ωmf t + ϕ ) .
(1.7)
Detekce se může uskutečňovat v synchronním detektoru QAM podle obr. 1-6e. Tento detektor se skládá
ze dvou dílčích detektorů, do nichž se přivádějí vstupní signály ve fázi a referenční signály v kvadratuře, tj.
s posuvem 900. předpokládáme-li, že do dolního detektoru přichází referenční signál Umf 0 cos ( ωmf t + ϕ ) ,
11
objeví se na jeho výstupu ve shodě s rov. (1.6) modulační složka s kmitočtem Ω1, zatímco složka
s kmitočtem Ω2 zde bude nulová. Z analogických důvodů je na vstupu horního modulátoru přítomna jen
složka s kmitočtem Ω2. Při uvedených fázových poměrech tedy dochází k dokonalé separaci obou
modulačních průběhů.
Pokud by se však fáze referenčního signálu změnila z hodnoty ϕ na (ϕ+∆ϕ), budou na výstupech
dolní větve detekované signály
m1Umf 0Umf cos Ω1t
2
cos ∆ϕ +
m2Umf 0Umf cos Ω 2 t
sin ∆ϕ ,
(1.8a)
cos ∆ϕ .
(1.8b)
2
a na výstupech horní větve detekované signály
m1Umf 0Umf cos Ω1t
2
sin ∆ϕ +
m2Umf 0Umf cos Ω 2 t
2
Vlivem fázové odchylky ∆ϕ se tedy jednak poněkud zmenší amplituda požadované složky a jednak se
objeví nežádoucí složka z druhého kanálu. Dochází tedy k přeslechům mezi kanály, které od určité
velikosti působí velmi rušivě.
1.4 Principy přijímačů FM
1.4.1 Kmitočtově modulovaný signál
FM modulace má v porovnání s AM určité výhody. Je to především možnost dosažení lepšího
poměru signálu k šumu a s tím spojené zvětšení odolnosti proti poruchám, dále výrazná úspora výkonu
vysilače, menší oblast vzájemného rušení dvou vysílačů na stejném kmitočtu aj. Naproti tomu
nejužívanější modulace FM – širokopásmová vyžaduje podstatně větší šířku pásma.
Časový průběh FM signálu s úhlovým kmitočtem nosné ω a s modulačním kmitočtem Ω je dán
vztahem
u ( t ) = Ucos ( ωt + β sin Ωt ) ,
kde
(1.9)
U je amplituda nosné vlny, která při modulaci zůstává konstantní,
β=
∆Ω ∆f
je index modulace, určený jako poměr maximální odchylky ∆f kmitočtu nosné vlny
=
Ω
fm
od jmenovité hodnoty k modulačnímu kmitočtu fm.
Kmitočtové spektrum signálu FM při modulaci jediným harmonickým signálem se skládá z nekonečného
počtu postranních párů pásem, umístěných souměrně okolo nosné vlny. Vzdálená pásma však jsou již pro
přenos informace nepodstatná a není nutné je přenášet. Potřebná šířka pásma B vf kanálu je v praxi
orientačně určována Carsonovým vztahem
B = 2∆f + 2fm = 2fm (1 + β )
≈ 2fmβ = 2∆f
↔
β >> 1 .
≈ 2fm
↔
β << 1
(1.10)
při β<<1 se jedná o úzkopásmovou modulaci FM. Vyžaduje stejnou šířku pásma B jako modulace AM,
při β>>1 se jedná o širokopásmovou modulaci FM, při níž je potřebná šířka pásma značně větší.
1.4.2 Skupinové schéma zapojení přijímače FM
Na obr. 1-7 je znázorněno zapojení typického přijímače FM superheterodynního typu. Od přijímače
AM se liší tím, že před dekodérem FM je zapojen omezovač (limitér) a za detektorem je zapojen
článekdeemfáze; kromě tohoje zde použit systém samočinného dolaďování kmitočtu zdroje
heterodynního signálu (AFC).
12
obr. 1-7 Skupinové schéma zapojení přijímače FM
Omezovač se používá k odstraňování parazitní AM, která se na signálu FM objevuje vlivem úniku vln
šířících se prostorem, vlivem interferencí a vlivem atmosférických a průmyslových poruch apod.
Zavedeme-li na vstup tvrdého omezovače signál FM, objeví se na jeho výstupu průběh
u0 ( t ) = −
4K 0
π
∞
∑ ( −1)
k
cos ( 2k − 1)( ωt + β sin Ωt )
2k − 1
k =1
,
(1.11)
který obsahu nekonečně mnoho harmonických na lichých násobcích nosného kmitočtu. Každá z nich
představuje samostatný signál FM, s modulačním indexem zvětšeným (2k-1)krát. Za omezovačem však
následuje pásmová propust se středním kmitočtem ω, která propustí pouze složku
4K 0
cos ( ωt + β sin Ωt ) ,
π
(1.12)
a vyšší zkreslující složky potlačí. Prošlá složka má již konstantní amplitudu a nezkreslenou kmitočtovou
modulaci, shodnou se signálem na vstupu omezovače.
Důležitým a často používaným způsobem zlepšení šumových vlastností přenosu signálů s modulací
FM je soustava článku preemfáze, používaného na straně vysílací, a odpovídající deemfáze v přijímači. K jejich
zavedení vedly dvě důležité okolnosti:
a) Šumové spektrum na výstupu detektoru FM má trojúhelníkový průběh (spektrální šumová
hustota se zvětšuje s druhou mocninou kmitočtu).
b) Elektroakustický televizní obrazový signál a některé jiné modulační signály mají největší amplitudy
koncentrovány v dolní části svého základního pásma, kdežto amplitudy složek v horní části
tohoto pásma jsou mnohem menší. Obě tyto skutečnosti mají za následek podstatné zhoršení
poměru signálu k šumu v oblasti středních a vyšších modulačních kmitočtů.
Zmíněné zhoršení lze eliminovat tím, že se na vysílací straně modulační signál ještě přivedením na
modulátor FM podrobí kmitočtovému zkreslení, a to článkem preemfáze, zdůrazňujícím vysoké
modulační kmitočty. Při přenosu rozhlasových pořadů v pásmu VKV pomocí modulace FM se používá
článek preemfáze podle obr. 1-8a. Jeho útlumová charakteristika je na obr. 1-8b. Přenosová charakteristika
článku je dána vztahem
A p ( ω) =
R2
1 + jωτ1
R2
⋅
≈
(1 + jωτ1 ) ,
R1 + R 2 1 + jωτ 2 R1 + R 2
(1.13)
kde
τ1 = CR1
τ 2 = CR1R 2 (R1 + R 2 ) ≈ CR 2
−1
.
Přibližné vztahy platí při splnění podmínky ω<ω2=1/τ2. Konstanta τ1 má zpravidla hodnotu 50µs nebo
75µs; tomu odpovídá kmitočet f1, od něhož začíná zdůraznění výšek, o hodnotě f1=ω1/2π=1/2πτ1=
=3,16 kHz nebo 2,1 kHz. Konstanta τ2 může být nejvýše tak velká, aby kmitočet f2=1/2πτ2 byl vyšší než
nejvyšší modulační kmitočet (15 kHz).
13
obr. 1-8 články preemfáze a deemfáze používané při přenosu FM
Odpovídající článek deemfáze je znázorněn na obr. 1-8c. Jeho přenosová charakteristika je dána
vztahem
A D ( ω) =
1
,
1 + jωτ1
(1.14)
kde τ1=CR1; kmitočtová závislost modulu této charakteristiky je na obr. 1-8d.
správně navrženou soustavou preemfáze – deemfáze se nijak neovlivní výkon S užitečného signálu na
výstupu detektoru přijímače FM. Šumový výkon, uvažovaný v celém pásmu 0 až fm, se však zmenší
z původní hodnoty N bez použití obou článků na hodnotu ND. Pro poměry signálu k šumu platí v obou
případech vztah
S
1 S
= ⋅ ,
ND D N
(1.15)
přičemž
3
 f  f
f 
D = 3  1   m − tg−1 m  .
f1 
 fm   f1
(1.16)
Je-li např. f1=2,1 kHz a fm=15 kHz, je redukční činitel D=0,05. Poměr signálu k šumu se tedy použitím
korekčních článků zlepší 20krát, tj. o 13 dB, což je zdokonalení velmi výrazné.
Systém preemfáze – deemfáze poskytuje nejlepší výsledky u modulace FM; u jiných způsobů
modulace není zlepšení poměru signálu k šumu již tak výrazné (např. u modulace AM je za stejných
podmínek zlepšení tohoto poměru jen o 8 dB).
Detekce FM
Na rozdíl od přijímačů AM, kde se uplatňují v podstatě jen dva principy detekce (synchronní a
asynchronní), je počet variant detektorů FM podstatně větší.
První třídu představují amplitudové diskriminátory, u nichž se signál FM převede nejprve na signál
(FM+AM), a to pomocí převodního článku, jehož výstupní amplituda je úměrná kmitočtu. Tímto článkem
může být jednoduchý laděný obvod LC, pracující při kmitočtech nacházejících se na boku jeho rezonanční
křivky. Amplitudová modulace se pak vyhodnotí již běžným detektorem AM.
Druhou třídu detektorů FM tvoří fázové diskriminátory, u nichž se pomocí dvouokruhového
pásmového filtru LC převede signál FM na signál (FM+PM) a potom na signál AM a amplitudová
modulace se opět vyhodnotí detektorem AM.
Obě uvedené kategorie vyžadují k realizaci obvody LC, a nejsou proto vhodné pro monolitickou
technologii
Moderním typem detektoru FM je koincidenční detektor. Jeho hlavní částí je fázový komparátor, na
jehož jeden vstup se přivádí vstupní signál FM a na druhý vstup tentýž signál, avšak prošlý fázovacím
14
článkem, s fázovacím posuvem úměrným deviaci. Na výstupu komparátoru vzniká signál (FM+PDM),
z něhož se filtrací dolní propustí získá demodulovaná informace. U derivačních detektorů FM se využívá
skutečnost, že na signálu FM po projití derivačním článkem vzniká modulace AM, která se pak opět již
snadno zpracuje v konvergenčním detektoru AM. Počítací diskriminátory jsou založeny na tom, že
okamžitý kmitočet signálu FM je přímo úměrný počtu průchodů vlny FM nulou; integrací tohoto počtu
lze tedy rovněž získat modulační obálku. Detekci FM je možné realizovat také pomocí fázového závěsu
(PLL). Jeho chybové napětí určené pro řízení oscilátoru VCO sleduje modulační obálku vstupního
signálu FM.
V mikrovlnné oblasti se detekce signálu FM nejčastěji uskutečňuje pomocí detektoru, který převádí
pomocí rezonujících úseků vf vedení s rozprostřenými parametry signál FM na signál (FM+AM) a ten
potom detektorem AM detekuje.
1.4.3 Systémy samočinného dolaďování kmitočtu (AFC, APC)
U přijímačů FM se často používá systém, který samočinně dolaďuje místní oscilátor (heterodyn)
přijímače tak, aby jeho kmitočet co nejpřesněji odpovídal jmenovité hodnotě. Jeho působením se zpravidla
výrazně zlepší kmitočtová stabilita přijímače, která je jinak nepříznivě ovlivňována kolísáním okolní
teploty, napájecího napětí apod.
V praxi se používají odlišné koncepce tohoto systému. První z nich, označovaná zkratkou AFC
(Automatic Frequency Contol), vyhodnocuje kmitočtovou odchylku mezi signály se skutečným
jmenovitým a mf kmitočtem. Druhá označovaná zkratkou APC (Automatic Phase Control), vyhodnocuje
fázový rozdíl mezi těmito signály.
Skupinové schéma zapojení systému AFC je na obr. 1-9a. U tohoto systému se na výstupu mf
zesilovače odebírá vzorek skutečného středního mf kmitočtu fmf, lišícího se od jmenovité hodnoty fmf 0 o
určitou chybovou hodnotu ±∆fmf. V kmitočtovém detektoru se kmitočtová odchylka převede na
napěťovou, a ta se po filtraci dolní propustí a po zesílení používá k ovládání řídicího členu. Řídicí člen
(varikap) dolaďuje oscilátor měniče kmitočtu tak, aby se kmitočtová odchylka ±∆fmf minimalizovala.
U systému APC, znázorněného na obr. 1-9b, se vzájemně porovnává fáze skutečného
mezifrekvenčního kmitočtu fmf s fází referenčního kmitočtu fref=fmf 0, získávaného v referenčním velmi
stabilním oscilátoru. Toto porovnání provádí fázový detektor, na jehož výstupu se opět získává napětí,
které lze po filtraci dolní propustí využít k ovládání řídicího členu a tím i k náležité korekci kmitočtu
místního oscilátoru. Systém APC využívá principu fázového závěsu (PLL).
obr. 1-9 Systém samočinného dolaďování kmitočtu a) AFC, b) APC
1.5 Konkrétní příklady přijímačů pro různé typy modulace
1.5.1 Přijímače AM
Typické skupinové schéma zapojení přijímače moderní koncepce je na obr. 1-10
15
obr. 1-10 Skupinové schéma zapojení jednoduchého rozhlasového přijímače AM s monolitickými IO
Jak je patrné, dva monolitické IO jsou schopny splnit všechny požadované aktivní funkce. První z těchto
obvodů působí jako vf předzesilovač, směšovač s místním oscilátorem, mf zesilovač, detektor a nf
předzesilovač, druhým obvodem je nf zesilovač s koncovým stupněm. Pasívní selektivní vstupní obvody i
rezonanční obvod oscilátoru jsou řešeny ještě klasickým způsobem, tj. pomocí obvodů LC, avšak v mf
zesilovači se již zcela běžně používá vhodný bezindukční filtr soustředěné selektivity (elektromechanický,
krystalový apod.).
Přijímače tohoto typu mají při příjmu na drátovou kapacitní anténu maximální citlivost 20 až
50µV/m. Maximální užitečný výstupní výkon (tj. výkon, při němž harmonické zkreslení výstupního
signálu dosáhne hodnoty k=10 %) zpravidla nepřesahuje hodnotu 0,5 až 1W.
1.5.2 Kombinované přijímače AM a monofonní přijímače FM
Při příjmu v pásmech VKV jsou všechny přepínače v té posici, ve které jsou zakresleny na obr. 1-11a.
Ve vstupní ladicí jednotce FM (tuneru FM) se signály zachycenéanténou selektivně zesílí a transponují se
do mf pásma. V následujícím (zpravidla třístupňovém) mezifrekvenčním zesilovači se uskutečňuje další
zesílení užitečného signálu, a to na úroveň potřebnou pro správnou činnost detektoru FM, tj. činnost nad
jeho šumovým prahem. Podle normy OIRT se používá maximální kmitočtový zdvih ∆f=50 kHz a
maximální modulační kmitočet fm=15 kHz, takže ve shodě s Carsonovým vztahem (1.10) musí být šířka
pásma B3 mf zesilovače asi 130 kHz a mf kmitočet je nejčastěji 10,7 MHz. Signál v posledním mf stupni je
obvykle již tak velký, že nemůže být lineárně zesílen; tento stupeň potom plní funkci omezovače. Za ním
následuje detektor FM s článkem deemfáze a nf zesilovač s koncovým stupněm.
16
obr. 1-11 Skupinové schéma kombinovaného přijímače AM a FM a) starší koncepce, b) moderní koncepce s IO
Při příjmu programů AM v pásmu DV, SV a KV se přepínače přepnou do opačné polohy. Signál
zachycený anténou se zesílí ve vstupním zesilovači a přivádí se do směšovače, jímž bývá týž tranzistor,
který v pásmu VKV plní úlohu prvního mf stupně. Následující dva mf stupně jsou také společné pro díl
AM a FM a společný je i nf díl. Detektor AM je samostatný. Všechny selektivní obvody ve vf i mf části
jsou zde realizovány jako obvody LC.
Moderní kombinovaný přijímač AM a FM s monolitickými IO je na obr. 1-11b. Vstupní ladicí díl FM
byl ještě koncem 70tých let řešen jako mechanicky samostatná jednotka s diskrétními tranzistory a
rezonančními obvody LC. Všechny ostatní funkce však již plní IO aPasivní bezindukční filtry soustředěné
selektivity. Princip společného využití aktivních prvků v sekci AM a FM se zde neuplatňuje, neboť počet
tranzistorů nehraje v technologii monolitických IO důležitou roli.
Užitečná citlivost těchto přijímačů je u dílu FM od 2 do 5µV (pro poměr signálu k šumu 26 dB), u
dílu AM je přibližně stejná jako u samostatných monofonních přijímačů.
1.5.3 Stereofonní přijímače FM
Při stereofonním přenosu se nepřenáší jediný nf signál, nýbrž dva signály, odpovídající levému kanálu
(L) a pravému kanálu (R). Reprodukce těchto dvou kanálů umožní posluchači získat dojem prostorového
slyšení.
Popíšeme zde v ČR užívaný systém stereofonního přenosu s pilotním signálem. Tento systém je
typickým představitelem analogových systémů.
Základním požadavkem, jemuž by měl vyhovovat každý stereofonní systém, je požadavek
oboustranné slučitelnosti (kompatibility), tj schopnosti stereofonních přijímačů reprodukovat monofonní
vysílání (samozřejmě monofonně) a schopnosti monofonních přijímačů reprodukovat stereofonní vysílání
17
(rovněž monofonně). Tento požadavek do značné míry určuje základní koncepci různých stereofonních
systémů, včetně uvažovaného systému.
Podstata rozhlasového stereofonního systému s pilotním kmitočtem je zřejmá z obr. 1-12a. Je na něm
znázorněno kmitočtové spektrum celkového stereofonního modulačního signálu, nazývaného také
zakódovaný stereofonní signál (ZSS) nebo stereofonní multiplexní signál. Tento signál se skládá ze tří složek.
obr. 1-12 a) Kmitočtové spektrum ZSS, b) skupinové schéma zapojení stereofonního přijímače FM
První složkou je součtový signál M=L+R levého (L) a pravého ® signálu nízkofrekvenčního kanálu,
který se přenáší v pásmu 30 Hz až 15 kHz. Tento signál je reprodukován monofonním přijímačem, u
něhož jsou všechny vyšší harmonické složky potlačeny členem deemfáze.
Druhou složkou tvoří postranní pásma amplitudově modulované pomocné nosné vlny s kmitočtem
f0=38 kHz, která však nepřenáší žádnou informaci, a proto může být z energetických důvodů zcela
potlačena (modulace DSB). Modulačním signálem této pomocné nosné je rozdílový signál S=L-R obou
kanálů. Ten zabírá v základním pásmu rovněž kmitočty 30 Hz až 15 kHz, a tedy při amplitudovém
modulování na pomocnou nosnou vlnu obsadí pásmo 38 m 15kHz , tj. 23 až 53 kHz.
Třetí složkou stereofonního signálu je pilotní signál s kmitočtem fp=19 kHz, který slouží k obnovení
pomocné nosné s přesně dvojnásobným kmitočtem. Tento signál se používá proto, že leží uprostřed
volného pásma širokého 8 kHz, takže ho lze na přijímací straně snadno regenerovat. Naproti tomu přímá
obnova pomocné nosné 38 kHz by byla obtížná, neboť volné pásmo kolem ní je jen 60 Hz.
Zakódovaný stereofonní signál se spektrem znázorněným na obr. 1-12a je ve vysílači kmitočtově
modulován na vysokofrekvenční nosnou vlnu ležící v pásmu VKV. Tato vlna se potom vysílá.
připomeňme si ještě, že americká norma FCC umožňuje přenášet v jediném vf kanálu navíc signál
SCA (Subsidiary Communications Authorization), s programem tvořeným většinou „hudbou pozadí“ pro
zvlášť platící abonenty. Tento třetí kanál je situován do pásma 60 až 74 kHz, v jehož středu, tj. na
kmitočtu 67 kHz, se nachází pomocná nosná. Na tuto nosnou je pomocí úzkopásmové FM modulovám
zmíněný nf signál, jehož základní kmitočtové pásmo je omezeno na 7 kHz.
Zjednodušené schéma stereofonního přijímače je na obr. 1-12b. Tento přijímač se liší od
monofonního poněkud větší šířkou mezifrekvenčního pásma, neboť musí přenášet modulační kmitočty
do 53 kHz ( u monofonního přijímače do 15 kHz). (Šířka pásma stereo mf zesilovače má být alespoň
18
300 kHz). Kromě toho navíc obsahuje stereofonní dekodér, jehož úkolem je získat ze stereofonního
multiplexního signálu oba původní signály, tj. signál levého kanálu L a signál pravého kanálu R. Nf
zesilovač musí být stereofonní, tj. musí obsahovat dva zcela samostatné kanály.
1.5.4 Kvadrofonní přijímače
Pod pojmem kvadrofonní rozhlasový přenos se rozumí přenos čtyř nezávislých nízkofrekvenčních
kanálů, tj. levého a pravého předního kanálu a levého a pravého zadního kanálu. Tento přenos by měl být
přirozeným vývojovým stupněm, následujícím po stereofonním přenosu, a měl by tedy vést k dalšímu
zlepšení věrnosti reprodukce. Na rozdíl od jednoznačně kladě přijímaných systémů rozhlasové sterofonie
je budoucnost rozhlasové kvadrofonie nejasná. Co se týče technické stránky věci – je propracovná celá
řada systémů, které by mohly najít uplatnění v praxi. Značná část z nich splňuje požadavek oboustranné
slučitelnosti se stereofonními systémy.
Podstata jednoho z nejpropracovanějších systémů používajících modulaci FM v pásmu VKV je
zřejmá z obr. 1-13. v základním pásmu 0 až 15 kHz je přenášen součtový signál M všech čtyř nf kanálů.
Na pomocnou nosnou vlnu 38 kHz je namodulován rozdílový signál Y levých a pravých kanálů; nosná je
však zcela potlačena (DSB) a místo ní se přenáší pilotní signál 19 kHz. Skladba těchto signálů je tedy
stejná jako u rozhlasové stereofonie. Tím je již zaručena jedna z podmínek slučitelnosti.
obr. 1-13 principy rozhlasové kvadrofonie – kódování a dekódování, spektrum skupinové schéma dekodéru
Při kvadrofonním přenosu je ovšem nutné přenášet ještě třetí a čtvrtou nezávislou informaci. Třetí
z nich představuje signál X, což je rozdílový signál obou předních a zadních kanálů. Tento signál se
přenáší opět modulací DSB s kmitočtem nosné 38 kHz, avšak tato nosná je v kvadratuře, tzn. je o 900
fázově otočena vzhledem k nosné signálu Y (signály X a Y tedy vytvářejí modulační systém QAM).
Čtvrtou přenášenou informací je signál U, koncipovaný jako rozdílový diagonální signál. Tento signál je
přenášen amplitudovou modulací s částečně potlačeným horním postranním pásmem a s potlačenou
nosnou (SC VSB). Kmitočet nosné 95 kHz byl zvolen úmyslně tak vysoký, aby systém mohl přenášet také
kanál SCA, označený symbolem V.
19
Kromě zmíněných složek se přenášejí ještě úzkopásmové signály S a T, kterými se řídí speciální
obvody deemfáze a obvody AGC, výrazně vylepšující šumové poměry.
Přijímač uvažovaného systému je až po výstup detektoru shodný (kromě větší šířky pásma) s běžným
přijímačem FM. Za detektorem následuje kvadrofonní dekodér. Jeho základními bloky jsou detektory D1
až D3. První z nich ze zakódovaného kvadrofonního signálu a synfází pomocné nosné 38 kHz vytváří
signály L a R (podle schématu L=LF+LB=M+Y a R=RF+RB=M-Y). Zbývající dva detektory poskytují
využitím kvadraturní pomocné nosné 38 kHz a nosné 95 kHz signály X a U. Z takto získaných signálů U,
Y, L, R se potom v matici vytvářejí konečné signály LF, LB, RB, RF. Ty se ještě upraví v obvodech
deemfáze a AGC a po výkonovém zesílení se zavádějí k příslušným reproduktorům.
1.5.5 Rozhlasové přijímače s mikroprocesorovým ovládáním
Vývoj rozhlasových přijímačů je charakterizován mohutným nástupem číslicové techniky do jejich
nejrůznějších funkčních bloků. Číslicové obvody přímo neovlivňují vlastní zpracování signálů
v zesilovačích a směšovacích stupních přijímačů, mohou však výrazně zdokonalit a zjednodušit jejich
obsluhu (ladění, řízení hlasitosti atd.) a navíc poskytnout i nové funkční možnosti do té doby obtížně
realizovatelné (programově řízená předvolba stanic apod.).
Jako typický příklad uplatnění tohoto moderního přístupu ukážeme skupinové schéma
kombinovaného přijímače AM a FM – SONY typ ICF-2001 (obr. 1-14a).
Uvažovaný přijímač je určen pro příjem rozhlasového vysílání FM v pásmu 76 až 108 MHz a vysíání
AM v pásmu 150 kHz až 29,999 MHz; v druhém pásmu může přijímat také signály SSB a CW. Signálová
část dílu FM má běžnou podobu superheterodynu s jedním směšováním, s mezifrekvenčním kmitočtem
10,7 MHz. Díl AM je řešen jako superheterodyn s dvojím směšováním, a sice jako tzv. konvertor nahoru.
Vysoký první mf kmitočet 66,4 MHz zde zajišťuje velkou zrcadlovou selektivitu. Druhý mf kmitočet 10,7
MHz je sice rovněž pro přijímač AM nezvykle vysoký, avšak díky použití jakostního krystalového filtru je
zde dosaženo i dostatečné blízké selektivity.
Ladící systém dílu FM využívá fázový závěs PLL1 s napěťově řízeným oscilátorem VCO1, který je
zdrojem velmi stabilního (krystalem řízeného) heterodynního kmitočtu pro směšovač. Tento kmitočet lze
pomocí povelů přicházejících z kontrolního modulu (obvod LSI) měnit v pásmu 65,3 až 97,3 MHz, a to
po krocích 100 kHz, což pro přelaďování stanic FM stačí. Tím se tedy volí stanice. Stejnosměrné řídicí
napětí oscilátoru VCO1 se současně využívá k ladění vstupního a vf předzesilovače v pásmu 76 až 108
MHz.
Ladící systém dílu AM rovněž využívá fázový závěs PLL1, a to jako zdroj heterodynního kmitočtu
prvního směšovače. Krok 100 kHz by zde bal ovšem příliš velký, a proto se používá ještě fázový závěs
PLL2 jako zdroj heterodynního signálu druhého směšovače, který má krok 1 kHz, a umožňuje tedy
dostatečně jemné ladění i v rozsahu AM. Ladění se opět uskutečňuje pomocí povelů z kontrolního
modulu. Tento modul obsahuje také převodník D/A, který zvolený kmitočet vstupního anténního signálu
vyjádřený v číslicové formě převádí do analogové formy, tj. na určité stejnosměrné napětí, jímž se potom
přelaďují vstupní obvody sekce AM.
Podrobnější vysvětlení činnosti ladicího systému FM vyplývá z obr. 1-14b. Fázový závěs PLL1 zde
působí v podstatě jako programovatelný násobič referenčního kmitočtu 5 kHz na potřebnou hodnotu
heterodynního kmitočtu f0. Referenční kmitočet 5 kHz získávaný dělením základního kmitočtu 5,76 MHz,
stabilizovaného krystalem, se přivádí na jeden vstup fázového komparátoru. Na druhý vstup se přivádí
kmitočet f0′ , který vznikne z heterodynního kmitočtu f0 nejprve dělením konstantním poměrem N0=20
v pevném děliči a dále dělením proměnným poměrem N1=653 až 973 v programovatelném děliči,
ovládaném z kontrolního modulu. Konstantním poměrem 20 se dělí proto, aby se poměrně vysoký
heterodynní kmitočet f0 přeložil do pásma, které lze snáze zpracovat běžnými číslicovými obvody. Na
výstupu komparátoru se objevuje korekční napětí, které dolaďuje oscilátor VCO1 tak dlouho, až se
kmitočet f0′ ztotožní s referenčním kmitočtem 5 kHz. Volbou dělícího poměru N1 se tedy řídí hodnota
heterodynního kmitočtu f0. Veličinu N1 pro libovolný vstupní kmitočet f0 lze určit jednoduchým
výpočtem. Je-li např. vstupní kmitočet fs=90,0 MHz a mf kmitočet fmf=10,7 MHz, je příslušný
heterodynní kmitočet f0=90,0-10,7=79,3 MHz a hledaný poměr je
N1 =
79300
= 793
20 ⋅ 5
20
obr. 1-14 Skupinové schéma zapojení rozhlasového přijímače AM a FM s mikroprocesorovým ovládáním
Činnost ladicího systému AM vyplývá z obr. 1-14c. Fázový závěs PLL1, sloužící k hrubému ladění,
pracuje obdobně jako při příjmu FM, s tím rozdílem, že dělicí poměr je N1=665 až 973. Fázový závěs
PLL2 pro jemné ladění používá referenční kmitočet komparátoru 1 kHz, aby bylo dosaženo kroku ladění
1 kHz. Ke snížení vysokého heterodynního kmitočtu druhého směšovače se zde však nevyužívá číslicový
dělič, ale pomocný směšovač a krystalem stabilizovaný oscilátor VCXO 55,301 MHz. Tím se přeloží
pásmo druhého heterodynního kmitočtu 55,601 až 55,700 MHz do pásma 300 až 399 kHz. Dělicí poměr
N2=300 až 399. Je-li potom např. vstupní kmitočet fs=2,0 MHz, jsou heterodynní kmitočty f01, f02 prvního
a druhého směšovače a dělicí poměry N1, N2 určeny vztahy
21
f01 = 2,0 + 66,4
68 400
20 ⋅ 5
f02 = 66,4 − 10,7
N1 =
N2 =
= 68,4MHz
= 684
= 55,7MHz
55 700 − 55301
= 399
1
Kontrolní modul přijímače realizovaný obvodem LSI (obr. 1-14d) plní tyto funkce: řídí činnost obou
fázových závěsů, při příjmu signálů AM volí příslušný anténní pásmový filtr (tj. kmitočtový rozsah) a ladí
vstupní anténní obvody, řídí prohledávání klávesnice, zaznamenává do paměti předvolené stanice, ovládá
zobrazovací jednotku poskytující číslicový údaj o zvolené stanici a plní i funkci časového spínače (budíku).
K řízení fázového závěsu PLL1, tj. k volbě dělicího poměru N1, poskytuje kontrolní modul sériový
tok 20 bitů, k řízení fázového závěsu PLL2 poskytuje tok 20 bitů a k volbě a ladění anténních obvodů
v pásmu AM poskytuje sériový tok 12 bitů.
1.5.6 Přijímače pro příjem signálů s rozprostřeným spektrem
V poslední době se stále výrazněji uplatňují systémy s rozprostřeným spektrem (Spread.spectrum
systems, SS systems). Lze je využít např. při realizaci spojení s mobilními objekty, v kosmických spojích a
ve speciálních vojenských aplikacích, kde mohou vést k podstatně efektivnějšímu využití šířky pásma,
k větší odolnosti proti rušení a šumu a k některým dalším výhodám, nedosažitelným jinými způsoby
modulace.
Uvažované systémy náleží do kategorie širokopásmových systémů, neboť u nich vf signál zabírá velmi
široké pásmo, podstatně širší, než je šířka pásma modulačního signálu v základní oblasti. Přitom je pro ně
22
charakteristická skutečnost, že se pro toto rozšíření pásma signálu přenášejícího informaci využívá
přídavná modulace nebo určitý kódovací signál, které nesouvisí s modulačním signálem. Na přijímací
straně se širokopásmový signál podrobí opačnému pochodu. Tím dojde ke kompresi spektra a získá se
z něho původní úzkopásmový signál přenášející informaci.
Smysl popisované dvojí transformace spektra (úzké – široké – úzké) vyplývá z HartleyovaShannonova zákona. Systémy s rozprostřeným spektrem jsou totiž určeny především pro komunikační
kanály s velmi nepříznivým poměrem signálu k šumu, tj. s hodnotou S/N<<1. V tomto případě lze
zmíněný vztah přepsat do tvaru
s

S
Ck = 1,44 ⋅ Blog  1 +  ≈ 1,44 ⋅ B   ,
 N
N
(1.17a)
nebo
B=
Ck  N  CkN
≈
.
1,44  S 
S
(1.17b)
při daném poměru signálu k šumu je tedy možné dosáhnout malé chybovosti přenosu pouze rozšiřováním
pásma, a to pokud možno až na hodnotu vyplývající z posledního uvedeného vztahu. Právě tuto možnost
systémy s rozprostřeným spektrem velmi efektivně využívají, a proto vynikají nad úzkopásmovými
modulacemi (AM apod.).K získání představy uvažujme hovorový signál s malou rychlostí přenosu
informace ( 3 ⋅ 103 bit / s ), který je nutné přenášet kanálem s poměrem signálu k šumu S/N=0,01. Za těchto
velmi nepříznivých šumových poměrů musí být šířka pásma podle rov. (1.17a)
B = 3 ⋅ 103 ⋅ 102 / 1,44 = 208kHz což je ovšem hodnota relativně velmi vysoká.
Komunikačních systémů s rozprostřeným spektrem je již celá řada. Mezi nejpoužívanější patří systém
s přímou modulací kódovou posloupností, nazývaný také systém s pseudonáhodnými signály (direct-sequence spreadspectrum systém, DS systém). Jedna z jeho možných variant je uvedena ve skupinovém schématu na obr. 1-15.
obr. 1-15 Vysílač komunikačního systému s rozprostřeným spektrem pracujícího na principu přímého kódování
Na vysílací straně je generátor vf nosné vlny a dále generátor binárního kódovacího signálu, který má
pseudonáhodný charakter. Kromě toho se do vysílače přivádí modulační signál (zpravidla již
digitalizovaný), který určitým způsobem modifikuje pseudonáhodný kódovací signál. V modulátoru
vysílače se nosná vlna moduluje kódovacím signálem. Za nejvýhodnější způsob modulace se považuje
dvoustavové nebo čtyřstavové klíčování fázovým posuvem (BPSK nebo QPSK). Ve spektrální oblasti se
uvažovaná modulace projeví výrazným rozšířením spektra nosné vlny, které tedy již nebude
monofrekvenční.. Aby toto rozšíření bylo dostatečné (v praxi řádu 102 až 107), je bitová rychlost
kódovacího signálu vždy mnohem větší než rychlost modulačního signálu.
23
Na přijímací straně (obr. 1-16) se vstupní signál zesílí a přeloží do mezifrekvenčníno pásma a se
přivádí do synchronního demodulátoru (je jím obvykle vyvážený směšovač). Na druhý vstup
demodulátoru přichází kódovací signál, který se přesně shoduje s kódovacím signálem vysílače a je s ním
synchronní. Demodulátor v podstatě působí jako násobič, takže na svém výstupu odevzdá původní
nemodulovanou nosnou, tj. zbavenou přídavné modulace kódovacím signálem.
obr. 1-16 Skupinové schéma přijímače s rozprostřeným spektrem
Ve skutečném pracovním režimu přichází do vysílače ještě digitalizovaný modulační signál, který se
v obvodu nonekvivalence (exclusive-OR element) logicky sečte s pseudonáhodným kódovacím signálem.
Nosná vlna se potom v modulátoru klíčuje výstupním signálem zmíněného obvodu a vysílá se. V přijímači
vstupní signál po přeměně kmitočtu přichází do synchronního demodulátoru, na jehož druhý vstu se
přivádí referenční kódovací signál. Na výstupu demodulátoru se pak objevuje nosná vlna, klíčovaná již jen
modulačním signálem, tedy zbavená pomocné modulace kódovacím signálem. Ta se nechá projít
pásmovým filtrem a v demodulátoru (PSK) modulačního signálu se již běžným způsobem demoduluje, a
tím se získá digitalizovaný modulační signál v základním pásmu.
Totéž kmitočtové pásmo však zpravidla sdílí velký počet účastníků komunikujících rovněž systémem
s rozprostřeným spektrem. Jejich signály však nebudou v přijímači koherentně demodulovány, nýbrž
naopak v procesu násobení vzhledem k odlišnému použitému kódu budou ještě více „randomizovány“ (tj.
bude posílen jejich náhodný charakter a tedy tím více rozšířeno jejich spektrum). Z hlediska zpracování
užitečného signálu se pak projevují již jen jako šum pozadí.
Rozprostřeného spektra se využívá také u systémů se skokovou změnou kmitočtu, které jsou vlastně
variantou modulace MFSK (vícestavová modulace FSK). K základní přednosti tohoto systému patří opět
značná odolnost proti rušení.
1.6 Přijímače pro příjem signálů na mobilních objektech
Jedním z nejstarších a zároveň i nejdůležitějších odvětví rádiové komunikace je technika bezdrátového
spojení mezi pohybujícími se objekty.
Komunikační systémy pro spojení mobilních objektů mají určité specifické zvláštnosti, které se u
stacionárních systémů nevyskytují. Nejzávažnějším problémem, s nímž se činnost těchto systémů setkává,
je velmi intenzivní kolísání úrovně přijímaného signálu, nazývané únik, které je právě důsledkem pohybu
přijímací nebo vysílací stanice. Při tomto pohybu se totiž často stává (zejména u pozemních stanic), že se
signál dostává k přijímači po vícenásobných drahách šíření, přičemž jednotlivé složky se podle okamžité
polohy přijímače buď podporují, nebo oslabují. V závislosti na rychlosti pohybu přijímače, ale i na
charakteru prostředí, v němž se nachází, se toto kolísání projeví např. při přenosu hovorových signálů jako
více či méně rychlé rušivé „staccato“, následkem kterého může být příjem nepřijatelný.
1.6.1 Různé koncepce mobilních komunikačních systémů
Komunikační systémy pro spojení s pozemními pohyblivými objekty mohou pracovat v různém
režimu. Na obr. 1-17a je znázorněn systém pro simplexní spojení. Zde se využívá pouze jediný rádiový vf
kanál, v němž se v určité časové posloupnosti přenášejí hovorové signály ve dvou směrech.
24
obr. 1-17 Různé koncepce komunikace s mobilními objekty – a) simplex, b) duplex, c) poloduplex
Jelikož v určité stanici pracuje vždy buď jen vysílač, nebo jen přijímač, mohou být některé bloky stanice
pro ně společné. Účastnických stanic může být samozřejmě mnohem více než dvě a každá z nich může
navazovat spojení s libovolnou jinou stanicí nebo s centrální stanicí. Přitom ovšem musí být přísně
dodržováno pravidlo, že vždy jen jediný vysílá a ostatní přijímají.
U systémů, jejichž hlavním úkolem je zajistit spojení mezi mobilními stanicemi a stacionárními
telefonními stanicemi, se ukazuje jako výhodnější duplexní spojení (obr. 1-17b). v tomto případě se
využívají dva rádiové kanály, a to s co největším kmitočtovým odstupem. Tím se zajišťuje velká selektivita
přijímače vzhledem k vlastnímu vysílači. Přijímač a vysílač mají obvykle společnou anténu a jejich
vzájemného oddělení se dosahuje použitím selektivních filtrů (anténní výhybky). Přijímač bývá během
spojení v provozu nepřetržitě a vysílač se z energetických důvodů zapíná jen při vysílání. Přenos je zde
tedy možný současně v obou směrech telekomunikační cesty.
Při spojení na větší vzdálenosti nacházejí uplatnění systémy s poloduplexním spojením (obr. 1-17c), u
nichž nelze během provozu přerušovat pouze účastníka mobilní stanice. Používají se zde rovněž dva vf
kanály, a tím se zajišťuje velká imunita přijímače vzhledem k vlastnímu vysílači. Mobilní stanice může být
díky dvojímu využití některých bloků poměrně jednoduchá. Tento systém tedy vhodně kombinuje
přednosti obou předcházejících.
Za nejvýhodnější způsob modulace z hlediska nároků na šířku pásma lze označit amplitudovou
modulaci nebo její varianty SSB, DSB, ISB. Její odolnost proti úniku je však velmi malá, a proto se
v mobilní komunikaci vůbec nepoužívá. Daleko lepší z hlediska odolnosti proti úniku i proti rušení jsou
kmitočtová modulace a fázová modulace, které se zatím v praxi uplatňují nejvíce.
1.7 Přijímače pro příjem signálů z družic
Rozvoj družicové techniky by nebyl možný bez moderních komunikačních systémů umožňujících
bezdrátové spojení družice s pozemními přijímacími stanicemi nebo spojení s jinými kosmickými objekty
přijímací stanice těchto systémů jsou velmi složité soustavy, zde probereme jen dvě typické varianty
družicových přijímačů. První z nich je určena pro příjem signálů z družic, které se vzhledem k Zemi
pohybují, druhá varianta slouží k příjmu signálů z geostacionárních družic, které mají vzhledem k Zemi
konstantní polohu.
25
1.7.1 Přijímače pro příjem signálů z nestacionárních družic
Tyto signály jsou velmi slabé, jejich intenzita často kolísá v rozmezí až několika desítek decibelů a
navíc se v důsledku Dopplerova jevu výrazně mění i jejich kmitočet. Zmíněným nepříznivým jevům lze
částečně čelit především volbou vhodné modulační metody. Z analogových modulací se jako
nejpřijatelnější většinou ukazuje FM modulace, z číslicových modulací je to klíčování kmitočtovým
posuvem (FSK) a klíčování fázovým posuvem (PSK), popř. i modifikované soustavy s rozprostřeným
spektrem. Samotný přijímač musí mít co největší užitečnou citlivost, tj. co nejlepší šumové parametry.
Aby se vykompenzovaly značné změny v úrovni přijímaných signálů, musí být přijímač vybaven
účinnými systémy samočinného řízení zisku AGC, a to i přijímač FM nebo PM, obsahující omezovač.
Běžné nekoherentní typy AGC zde nestačí a musí být většinou doplněny koherentními soustavami, které
jsou schopny udržet konstantní úroveň výstupního signálu i tehdy, je-li tento signál hluboko pod úrovní
šumu.
Velkým problémem je rovněž kolísání kmitočtu nosné v důsledku Dopplerova jevu. Velmi dobrým
řešením této situace je přijímač s fázovým závěsem, u kterého lze bez narušení funkce zúžit šířku pásma
na potřebnou hodnotu a navíc je možné v případě potřeby snadno vyhodnotit i zmíněný dopplerovský
posuv. Kromě toho se u tohoto typu dosáhne podstatně nižšího šumového prahu demodulátoru než u
konvenčních detektorů FM nebo PM.
Princip přijímače s fázovým závěsem
Na obr. 1-18a je zjednodušené skupinové schéma superheterodynního přijímače s fázovým závěsem.
Vstupní signál s kmitočtem f1 se ve směšovači směšuje s heterodynním signálem s kmitočtem f2, který se
získává jako n-tá harmonická kmitočtu f2/n, na němž pracuje napětím řízený oscilátor VCO.
Mezifrekvenční signál s kmitočtem f3=f1-f2 (pro f1>f2) nebo f3=f2-f1 (pro f2>f1) se ve fázovém
komparátoru porovnává se signálem fixního oscilátoru s kmitočtem f4. Smyčka PLL se uzavírá přes dolní
propust, napětím řízený oscilátor VCO a násobič kmitočtu. Aby byl přijímač v závěsu, musí platit f3=f4.
Vstupní kmitočet je v tomto případě f1=f2+f4 nebo f1 = f2-f4.
Pokud se vstupní kmitočet změní )např. v důsledku Dopplerova jevu), objeví se na výstupu fázového
komparátoru chybové napětí, které po filtraci dolní propustí doladí oscilátor VCO tak, aby se mf kmitočet
opět rovnal své jmenovité hodnotě. Tato hodnota je udržována s velkou přesností, neboť je jednoznačně
určena kmitočtem f4 velmi stabilního fixního oscilátoru. V důsledku toho však může mít mezifrekvenční
zesilovač jen takovou šířku pásma, jakou nezbytně vyžaduje použitý typ modulace, a to bez ohledu na
doplerovský posuv i na nestability heterodynních kmitočtů. To potom má především již zmíněný příznivý
vliv na šumové poměry přijímače. Kromě toho přesným udržováním mf kmitočtu na jmenovité hodnotě
se vyloučí fázové zkreslení, které naopak u klasického superheterodynu může být při kolísání vstupního
signálu a tedy i mezifrekvenčního signálu značné, a to zejména u úzkopásmových mf zesilovačů se strmou
fázovou charakteristikou. Tím se u číslicových modulací podstatně zmenší i chybovost přenosu.
Nekoherentní a koherentní řízení zisku (AGC)
Přijímač pro příjem signálů z nestacionární družice musí být vybaven systémem samočinného řízení
zisku (AGC), a to i v případě, že jde o přijímač FM nebo PM, obsahující omezovač.Tento systém
především udržuje konstantní výstupní úroveň, jejíž kolísání by nemělo přesáhnout asi ±0,5 dB. Dále
zajišťuje konstantní šířku pásma smyčky PLL, poskytuje napětí pro indikátor úrovně vstupního signálu a
indikátor stavu zachycení smyčky PLL a také zajišťuje některým blokům přijímače (demodulátor,
servomechanizmy pro ovládání antény apod.) vhodný režim konstantního zpracování signálu.
Systémy AGC lze rozdělit do dvou základních tříd. První z nich tvoří nekoherentní systémy, u kterých
se řídicí napětí získává nekoherentním (asynchronním) usměrněním mezifrekvenčního signálu. Toto
napětí je úměrné celkovému výstupnímu signálu mf zesilovače, tedy součtu užitečného signálu, šumu a
interferencí. Jestliže však šum přesahuje užitečný signál, což je typický jev právě pro uvažovaný přijímač
PLL, je napětí AGC úměrné jen úrovni šumu. Druhou třídou systémů AGC jsou systémy koherentní,
které odvozují stejnosměrné napětí AGC pouze z užitečného mf signálu, a to i tehdy, jestliže šum výrazně
přesahuje tento signál.
26
obr. 1-18 a) Přijímač pro příjem signálů z pohyblivých družic, b) kvadraturní fázový detektor pro koherentní AGC
Systémy AGC lze rozdělit do dvou základních tříd. První z nich tvoří nekoherentní systémy, u kterých
se řídicí napětí získává nekoherentním (asynchronním) usměrněním mezifrekvenčního signálu. Toto
napětí je úměrné celkovému výstupnímu signálu mf zesilovače, tedy součtu užitečného signálu, šumu a
interferencí. Jestliže však šum přesahuje užitečný signál, což je typický jev právě pro uvažovaný přijímač
PLL, je napětí AGC úměrné jen úrovni šumu. Druhou třídou systémů AGC jsou systémy koherentní,
které odvozují stejnosměrné napětí AGC pouze z užitečného mf signálu, a to i tehdy, jestliže šum výrazně
přesahuje tento signál.
Regulační napětí se v případě koherentního systému AGC získává pomocí kvadraturního fázového
detektoru, nazývaného také koherentní amplitudový detektor (obr. 1-18b). Ten se skládá z hlavní větve ,
buzené přímo signálem napěťově řízeného oscilátoru, a z kvadraturní větve s oscilačním signálem
pootočeným o 900. Na výstupu hlavní větve je napětí úměrné členu sinΦ, na výstupu kvadraturní větve je
napětí úměrné členu cosΦ, kde Φ je fázový úhel mezi vstupním signálem a signálem oscilátoru VCO. Je-li
oscilátor VCO ve fázovém závěsu se vstupním signálem, je úhel Φ≈0 a člen cosΦ≈1. Výstup
kvadraturního kanálu, úměrný tomuto členu, může být po filtraci dolní propustí využit jako řídicí signál
koherentního AGC (a rovněž jako signál indikující stav zachycení závěsu). Tento výstup je úměrný pouze
užitečnému signálu, zatímco šumové složky se do něho vůbec nepromítají, což je právě nutná podmínka
správné funkce přijímače PLL.
Je-li však v určitém přijímači pouze koherentní systém AGC, potom ve stavu, kdy není dosaženo
závěsu na užitečný vstupní signál, není ani vytvářeno předpětí AGC. Pak ovšem může snadno dojít
k přetížení přijímače nejrůznějšími rušivými signály. Aby se tomu zabránilo, bývají často družicové
přijímače vybaveny jak koherentním, tak nekoherentním systémem AGC. Nekoherentní systém AGC
odvozuje řídicí napětí od šumu, a uplatňuje se tedy ve stavu, kdy přijímač nedosáhl fázového závěsu na
užitečný vstupní signál, zatímco při dosažení fázového závěsu se stává dominantním koherentní systém
AGC.
Konkrétní příklady přijímačů signálů z nestacionárních družic
Na obr. 1-19 je skupinové schéma přijímače signálů z nestacionární družice, který využívá některé
popsané principy. Přijímač je určen pro příjem signálů FM, s kmitočtem nosné 1 600 MHz, s nejvyšším
27
modulačním kmitočtem fm=20 kHz a s kmitočtovým zdvihem ∆f=20 kHz. Pokud by byl přijímač
koncipován jako klasický superheterodyn s dvojím směšováním, bylo by nutné určit jeho mezifrekvenční
šířku pásma se zřetelem na všechny činitele, které ji ovlivňují. Jsou to:
≈ 2 ( ∆f + fm ) = 2 ⋅ ( 20 + 20 ) = 80 kHz
Základní šířka pásma signálu FM
Předpokládaný dopplerovský posuv kmitočtu
= 16,0 kHz
Kmitočtová nestabilita prvního heterodynu přijímače (0,001 %)
= 29,4 kHz
Kmitočtová nestabilita druhého heterodynu přijímače (±0,002 %)
= 2,4 kHz
B = 129,0 kHz
Výsledná šířka pásma mf zesilovače
obr. 1-19 Přijímač s fázovým závěsem, koherentním AGC pro příjem signálů z pohyblivé družice
Při výkonu vysílače družice 13W, její největší vzdálenosti od přijímače (3 220 km), šumovém čísle
přijímače F=7 dB a vypočítané šířce pásma 129 kHz vychází poměr signálu k šumu na vstupu detektoru
–10 dB. To je ovšem hodnota pro detektor FM nepřijatelně nízká, a proto je v daném případě nutné
použít přijímač s fázovým závěsem.
Vzhledem k tomu, že se počítá s pravidelným mizením a objevováním signálu při obletech družice
kolem Země, je do smyčky PLL navíc zaveden pilovitý signál z pomocného generátoru rozmítaného
kmitočtu, který při vypadnutí smyčky ze závěsu periodicky přelaďuje oscilátor VCXO v rozmezí asi
50 kHz. Tím se značně urychlí znovuzachycení smyčky do závěsu při každém objevení se signálu.Zisk
prvního mf zesilovače je řízen koherentním systémem AGC. Řídicí napětí vznikající vždy při zachycení
smyčky do závěsu se rovněž využívá jako povel „stop“ pro generátor rozmítaného kmitočtu. Druhý mf
stupeň působí současně jako souměrný omezovač, a proto není nutné vybavovat přijímač ještě systémem
nekoherentního AGC.
1.7.2 Přijímače pro příjem signálů z geostacionárních družic
Tyto družice jsou umístěny nad rovníkem ve vzdálenosti 35 680 km od povrchu Země. Doba jejich
oběhu kolem Země se rovná délce jednoho hvězdného dne, takže se pozorovateli na zemském povrchu
jeví jako nehybné. Signály těchto družic je možné přijímat pevně směrovanými anténami, bez pomoci
složitých sledovacích servomechanizmů. Vzhledem k neměnné poloze jsou uvažované signály téměř
konstantní, takže přijímače nemusejí obsahovat komplikované systémy AGC a navíc není nutné řešit
otázku dopplerovského posuvu kmitočtu. Pro družicovou rozhlasovou a televizní službu (DRS) jsou
28
geostacionární družice aktivním retranslátorem, který přijímá signály z pozemských vysílačů, ty zesílí,
transponuje je na poněkud odlišný kmitočet a vysílá je zpět k Zemi.
Přijímač pro individuální příjem v pásmu 11,7 až 12,5 GHz
Na obr. 1-20 je znázorněno skupinové schéma zapojení přijímače pro vstupní kmitočty 11,7 až 12,5
GHz, vymezené pro televizní družicovou službu evropských zemí. Přijímač je řešen jako superheterodyn
s dvojím směšováním a s volbou kanálů prováděnou ve druhém měniči kmitočtu. Toto uspořádání lze u
přijímačů pro individuální příjem pásma považovat za typické a většina z nich je řešena právě tímto
způsobem.
obr. 1-20 Superheterodyn pro příjem TV signálů z geostacionárních družic
Přijímač (konvertor k televizoru) se po konstrukční stránce skládá ze dvou jednotek, a to sice z vnější
jednotky umístěné přímo u antény a z vnitřní jednotky nacházející se bezprostředně u televizoru, který
koncovým blokem celé přijímací stanice. Na vstupu vnější jednotky je zapojen pásmový filtr 11,7 až
12,5 GHz, propouštějící všechny signály uvažovaného pásma a potlačující rušivé signály, zejména signály
zrcadlové. Za filtrem následuje 1. diodový směšovač s malým šumem, se šumovým číslem okolo 4 dB.
Zdrojem heterodenního signálu je oscilátor s tranzistorem MESFET, jehož kmitočet je stabilizován
dielektrickým rezonátorem. Tím se zajistí, že při kolísání teploty v rozmezí asi 600C nepřesáhnou změny
heterodynního kmitočtu několik stovek kilohertzů. Vzhledem k tomu, že ve druhém měniči kmitočtu
působí systém samočinného řízení kmitočtu AFC, uvedená stabilita prvního heterodynu zcela stačí.
Oscilátor vyhovuje i výkonově, neboť je schopen poskytnout vf výkon10 až 20 mW, požadovaný
směšovačem. Za směšovačem následuje první mf zesilovač, zesilující rovnoměrně pásmo 900 až 1 300
MHz. Šířka pásma 400 MHz zde byla zvolena proto, že umožňuje přijímat všech pět kanálů určených
29
jednomu evropskému státu. Uvedené mf pásmo je situováno těsně nad V. pozemským TV pásmem, a tím
je odstraněno nebezpečí rušení družicového příjmu pozemskými televizními vysílači.
Na vstupu vnitřní jednotky je druhý směšovač, který v součinnosti s přeladitelným heterodynem
umožňuje provádět selekci zvolené stanice. Heterodyn se ladí pomocí varikapů a využívá se systému
potenciometrické předvolby kanálů. Následující druhý mf zesilovač se středním kmitočtem 120 MHz a
s šířkou pásma 27 MHz zajišťuje přijímači potřebnou blízkou selektivitu. Obsahuje pásmový čtyřstupňový
filtr LC, perspektivně se počítá s filtrem SAW. Signál dále prochází omezovačem amplitudy a
demodulátoru FM je detekován. Dále je podroben kmitočtové korekci v článku deemfáze a v případě
potřeby je zpracován v článku deditheru, kde je z něho odstraněna pomocná modulace trojúhelníkovým
signálem 30 Hz. Tato modulace (tzv. disperal) se provádí proto, aby se výkonové spektrum signálu FM
rozprostíralo i při nulovém modulačním signálu v širší oblasti kolem nosné, a tím se zamezilo případným
interferencím s pozemskými službami. Na výstupu obrazového zesilovače se objevuje obrazový signál
v základním pásmu a signál zvukového doprovodu modulovaný kmitočtově na pomocnou nosnou 5,5
nebo 6,5 MHz. Oba tyto signály se nakonec amplitudově modulují na nosnou vhodného kanálu
televizního pásma I až III a přivádějí se na anténní zdířky konvenčního televizoru.
Přijímač je vybaven systémem samočinného dolaďování kmitočtu (AFC) druhého heterodynu, jehož
použití se ukazuje jako nezbytné. Naproti tomu zde není použit systém samočinného řízení zisku (AGC),
neboť případné kolísání amplitudy vstupního signálu stačí kompenzovat omezovač amplitudy. Při velkých
změnách této amplitudy však může vznikat konverze AM-PM, a proto jakostnější přijímače systém AGC
obsahují.
1.8 Přijímače pro dálkové ovládání modelů letadel nebo lodí
Typickým představitelem této třídy radiokomunikačních prostředků jsou například systémy pro
dálkové ovládání modelů letadel nebo lodí. Stručně popíšeme principy jejich činnosti. Tyto principy lze
většinou aplikovat i na systémy pro dálkové ovládání nejrůznějších přístrojů a strojů.
Soupravám pro dálkové řízení modelů jsou radiokomunikačním řádem vyhrazeny určité kmitočty,
z nichž se nejčastěji využívá pásmo v okolí 27,12 MHz a 40,68 MHz. Starší systémy používaly analogovou
AM a požadavek přenosu několika nezávislých povelů řešily pomocí kmitočtového dělení informačních
kanálů (kmitočtovým multiplexem). Moderní systémy však téměř bez výjimky používají všestranně
výhodnější kmitočtovou modulaci nebo klíčování kmitočtovým posuvem (FSK), přičemž modulační signál
má charakter číslicového signálu, s časovým dělením kanálů (časový multiplex).
Na obr. 1-21a je skupinové schéma zapojení vysílače pro proporcionální (spojité) ovládání čtyř veličin
(u modelu letadla to bývá směrové a výškové kormidlo, motor apod.). V kodéru jsou čtyři monostabilní
obvody, spouštěné v náležitém časovém sledu časovou základnou. Délka jejich výstupních impulsů se
obecně řídí přenášenými analogovými veličinami, v daném případě určitým nastavením potenciometru P1
až P4, které imitují řídicí mechanizmy letadla. Tyto impulsy s modulací PDM se sečtou v součtovém
logickém členu a doplní se synchronizačním impulsem pro rámcovou synchronizaci. Tím se získá
kompletní modulační signál (obr. 1-21b). Synchronizační signál zde má podobu tří úzkých impulsů, avšak
v praxi se uplatňují i jiné typy synchronizačních průběhů, např. jeden dlouhý impuls, jedna dlouhá mezera.
Charakteristickým rysem modulačního průběhu znázorněného na obr. 1-21b je to, že délka rámce i
délka časového úseku vymezeného pro jeden kanálový impuls jsou konstantní. V praxi se však často
setkáváme i se systémy, u nichž se využívá týlu předcházejícího impulsu současně jako čela následujícího
impulsu. Délka rámců ovšem v tomto případě už konstantní nebude, avšak výsledná funkce je zde stejná
jako v prvním případě a obvody tohoto druhého provedení jsou jednodušší.
Modulačním signálem podle obr. 1-21b se v modulátoru vysílače kmitočtově klíčuje vf nosní vlna.
V praxi se používají kmitočtové zdvihy jen několik kilohertzů; ty lze získat přelaďováním oscilátoru
stabilizovaného krystalem pomocí varikapu. Výstupní signál modulátoru se výkonově zesílí a vysílá se.
Skupinové schéma přijímače je na obr. 1-21c. Vstupní signál je nejprve selektivně zesílen ve vf a mf
dílu přijímače a potom je kmitočtově demodulován. Tím se získá signál, který se až na jisté zkreslení
shoduje s průběhem na výstupu modulátoru z obr. 1-21b. tento signál se zavádí do tvarovače, kde je
regenerován a zesílen a potom přes obvod synchronizace přichází do posuvného registru skládajícího se
ze čtyř bistabilních obvodů. Do bistabilních obvodů přicházejí také taktovací impulsy, a tím se na jejich
výstupech objevují šířkově modulované impulsy jednotlivých kanálů. Pomocí jednoduchých demodulátorů
PDM (dolní propusti) se z nich snadno získají původní analogové spojité modulační signály. Impulsové
výstupy registru se však často přivádějí přímo do vhodných servomechanizmů, které je demodulují a
přemění je přímo na mechanickou výchylku apod
30
obr. 1-21 Vysílač a přijímač pro dálkové spojité ovládání modelů letadel
Obvody rádiových přijímačů
2
31
Pasívní selektivní členy
Základním požadavkem kladeným na vf , mf a detekční obvody rádiových přijímačů je požadavek
selektivního zpracování přijímaných signálů. V počáctcích radiotechniky to bylo možné splnit v oblasti
nižších kmitočtů jen s pomocí selektivních obvodů RLC, v mikrovlnné oblasti pak s pomocí prvků
založených na koaxiální a vlnovodové technice.
2.1
Reaktanční filtry LC
2.1.1 Jednoduchý rezonanční obvod LC
Mezi nejvíce používané selektivní obvody patří jednoduchý paralelní obvod LC, který
z prvků L0C0 a sériového nebo paralelního ztrátového odporu rs nebo Rp.
V praxi je k rezonančnímu obvodu LC často připojena vnější konduktance a to buď na
nebo na indukční odbočku, nebo pomocí indukční vazby. Kromě toho může být odbočka
kapacitou vnějšího kondenzátoru. Tyto prvky je pak účelné přepočítat paralelně k celému
obvodu.
se skládá
kapacitní,
zatížena i
laděnému
2.1.2 Dvouobvodový pásmový filtr
Dvouobvodový pásmový filtr vznikne zavedením vhodné elektrické vazby mezi dva jednoduché
rezonanční obvody LC.K indukční odbočce primárního rezonančního obvodu bývá připojen budící
generátor, k odbočce sekundárního obvodu se připojuje zátěž. Pomocí převodních poměrů lze všechny
prvky z odboček transformovat na horní konce rezonančních obvodů.
Jde tedy v tomto případě o tzv. „Vázané rezonanční obvody“.
2.1.3 Klasické bezindukční filtry
Vedle selektivních filtrů LC jsou používány bezindukční filtry, založené většinou na využití
mechanické rezonance.
Elektromechnické filtry
Základním prvkem tohoto typu je kovový rezonátor, v němž se pomocí vhodného vstupního
elektromechanického měniče vybudí mechanické kmity. Při jistém kmitočtu, závislém na tvaru a na
materiálu rezonátoru, nabývají tyto kmity maxima, tj. dochází k mechanické rezonanci. Ve výstupním
mechanicko-elektrickém měniči se mechanické kmity přemění zpět na elektrické a mechanická rezonance
se zde projeví jako rezonance elektrická. Tímto způsobem se tedy vytvoří prvek s výraznými elektrickými
selektivními vlastnostmi. Jeho rozměry jsou poměrně velké, výrobní cena je vysoká. Kromě toho nelze
dosáhnout vyšších rezonančních kmitočtů než asi 0,5 až 1,0 MHz. Z těchto důvodů nacházejí v přijímací
technice uplatnění jen zřídka.
Krystalové rezonátory a filtry
Základem rezonátoru je výbrus zhotovený vhodnými řezy a broušením z monokrystalu křemene,
k jehož protilehlým stranám jsou připojeny kovové elektrody. Pomocí vnějšího elektrického napětí
přiloženého na elektrody je možné vybudit v krystalu mechanické kmity. Při určitých kmitočtech dosahují
tyto kmity maxima, které se ve vnějším obvodu projeví jako elektrická rezonance.
Elektrický náhradní obvod rezonátoru si lze představit jako sériová obvod R1, L1, C1, přes tuto
sériovou kombinaci pak připojíme paralelně kondenzátor C0 představující kapacitu držáku.
Náhradní obvod má tedy tvar sériově paralelního obvodu LC, který však má v porovnání s běžnými
obvody LC extrémně velkou indukčnost a velmi malou kapacitu.
Důležitým parametrem rezonátoru je jeho činitel jakosti Q, daný vztahem
Q=
Typické hodnoty těchto prvků:
ωL1
1
=
.
ωC1R1
R1
(2.1)
32
U krystalů pro pásmo asi od 100 kHz do 30 MHz, kde se využívá základní harmonická jejich kmitů leží
v mezích C1=0,003 až 0,3 pF; L1=3 až 500 mH; R1=2 až 200 Ω;
U krystalů pro pásmo 15 až 250 MHz, využívajících vyššlí liché harmonické mechanických kmitů, lze za
typické považovat hodnoty C1=0,5 až 3 pF; L1=2 až 40 mH; R1=10 až 300 Ω.
Vezmeme-li v úvahu číselné hodnoty prvků náhradního obvodu – dosahuje Q hodnot řádově 104 až 107.
Krystalový rezonátor je možné vybudit do stavu sériové nebo paralelní rezonance. Příslušné
rezonanční kmitočty jsou
fs =
fp =
1
2π L1C1
1
LCC
2π 1 1 0
C1 + C0
,
(2.2)

C 
≈ fs  1 + 1  .
2C0 

(2.3)
C1
.
2C0
(2.4)
Jejich relativní rozdíl je dán vztahem
fp − fs
fs
=
při obvyklých hodnotách kapacit C1, C0 je tento rozdíl malý, řádově 10-3.
Krystalové rezonátory se používají především u elektronických oscilátorů pro zvětšení přesnosti a
zmenšení nestability jejich kmitočtu. Nestabilita je u nich o několik řádů menší než u oscilátorů LC, a to
jednak díky velké stabilitě parametrů samotného rezonátoru a jednak díky výraznému stabilizačnímu
působení kompenzujícímu rušivé ovlivňování kmitočtu ostatními obvodovými prvky. Základem
stabilizačního působení krystalového rezonátoru je jeho vysoká jakost a velká strmost změny reaktanční
složky impedance při změnách kmitočtu a s tím související velká strmost fázové charakteristiky v okolí
rezonančních kmitočtů. Tato velká strmost vlastně zabraňuje, aby se oscilační kmitočet znatelněji odchýlil
od své jmenovité hodnoty a tím narušil fázovou podmínku oscilací.
Krystalové rezonátory je možné rovněž využít jako základní prvky při realizaci velmi selektivních
pásmových propustí (nebo zádrží), a to v pásmu asi od 10 kHz do 200 MHz. Poměrná šířka pásma však u
nich stěží přesahuje hodnotu okolo 2 %; jsou to tedy v podstatě úzkopásmové filtry.
Piezokeramické rezonátory a filtry
Piezokeramické rezonátory a filtry pracují na stejném principu jako krystalové. Liší se od nich
v podstatě jen tím, že jsou vyrobeny nikoliv z monokrystalu křemene, ale z polykrystalické piezokeramiky.
Tento materiál je v porovnání s křemenem podstatně levnější, má však znatelně horší teplotní stabilitu a
větší vnitřní ztráty (tj. menší činitel jakosti Q). Samotné piezoelektrické rezonátory tedy nejsou vhodné pro
velmi stabilní oscilátory, lze je však s výhodou využít jako základní prvky pásmových propustí pro vf a mf
zesilovače přijímačů, kde je často vítána především větší dosažitelná šířka pásma.
Široké uplatnění našly piezokeramické filtry jako selektivní členy mf zesilovačů FM. Např. filtr TESLA
typ MLF 10,7-250 má při středním kmitočtu 10 700 kHz (s tolerancí ±80 kHz) šířku pásma B3=
=250±50 kHz a B30=650 kHz, zvlnění útlumové charakteristiky je menší než 1,5 dB, vložný útlum
L≈8 dB, zátěž na vstupu a výstupu 330 Ω ±10 %, C<10 pF a maximální úroveň vybuzení 10 mW. U
přijímačů FM nižších jakostních tříd stačí v mf zesilovači jediný filtr tohoto typu, u náročnějších provedení
je vhodné použít dva filtry zapojené v kaskádě.
2.1.4 Součástky s povrchovou akustickou vlnou (SAW)
Jednou z nejdůležitějších kategorií součástek s povrchovou akustickou vlnou je zpožďovací linka.
Jejím základem je destička z piezoelektrického substrátu (obvykle lithium-niobat), na níž jsou vytvořeny
vstupní a výstupní hřebenovité elektrody nazývané interdigitální měniče. První z těchto měničů mění
vstupní elektrický signál využitím piezoelektrického jevu na povrchovou akustickou vlnu. Ta se šíří
směrem k výstupnímu měniči, pomocí něhož je zpětně přeměněna na elektrický signál. Rychlost šíření této
vlny je asi o 5 řádů nižší než u elektromagnetické vlny. Tím se radikálně redukují rozměry všech součástek
SAW nebo je možné přejít na podstatně nižší pracovní kmitočty. Elektrické vlastnosti linky jsou značně
závislé na geometrii interdigitálních měničů.
33
Přenosová funkce zpožďovací linky SAW závisí na tvaru a rozměrech prvků obou měničů. Uvažujme
nejprve měnič se shodnými a ekvidistantními „prsty“. Je-li kmitočet vstupního signálu f0 právě takový, že
vznikající vlna postupuje mezi prsty vstupního měniče přesně ve fázi, jsou vytvořeny podmínky pro její
postupné narůstání. Na výstupní straně za této situace dochází k účinné zpětné přeměně na elektrický
signál, tedy linka je v propustném stavu. Jestliže se však kmitočet odchýlí od tohoto optima, začne se
zvětšovat její útlum. Linka tedy vykazuje výrazně selektivní vlastnosti, a proto může být použita i jako
pásmová propust. Při změnách kmitočtu se však značně mění i vstupní nebo výstupní admitance obou
měničů. V okolí rezonance mají tyto admitance kapacitní charakter, a proto se často pro dosažení větší
účinnosti vkládají do vnějších přívodů sériové kompenzační indukčnosti. Zpoždění signálu, u kterého lze
tímto prvkem bez potíží dosáhnout, leží v rozmezí od asi 0,1ns do 200µs.
Vstupní interdigitální měnič budí transverzální povrchovou vlnu nejen ve směru k výstupnímu měniči,
ale i ve směru opačném. Aby se zabránilo vícenásobným odrazům, je tato nežádoucí složka pohlcena
v absorpčním článku, takže k výstupnímu měniči postupuje nejvýše jedna polovina vstupního výkonu.
Výstupní měnič však rovněž zachytí maximálně jednu polovinu přicházející energie, zatímco druhou
polovinu propustí do výstupního absorpčního článku. Linka tedy bude vykazovat vložný útlum nejméně
3+3=6 dB. Tento nedostatek lze odstranit přechodem k trojfázovým jednosměrným měničům.
Filtr SAW s povrchovou akustickou vlnou je jakousi obdobou piezoelektrického krystalu s objemovou
akustickou vlnou, používaného ve velmi stabilních oscilátorech. Kmitočtová pracovní oblast se pohybuje
v rozmezí asi 50 MHz až 2 GHz.
Specifickou předností všech součástek SAW je skutečnost, že se u nich akustické vlny šíří převážně po
povrchu substrátu, takže jejich výsledné charakteristiky jsou jen málo závislé na vlastnostech materiálu pod
povrchem. Vf energii koncentrovanou převážně na povrchu lze ovšem snadno odebírat, a to v libovolném
bodě povrchové struktury. Povrchová struktura součástek SAW se vyrábí technologií monolitických
integrovaných obvodů. Jsou tedy relativně levné a jejich parametry lze dobře reprodukovat.
2.1.5 Mikrovlnné selektivní obvody
Mikrovlnné diskrétní prvky LC
Moderní vrstvové technologie dovolují realizovat vodivé nebo dielektrické vrstvy s velmi malými
geometrickými rozměry. Díky tomu je možné vyrábět diskrétní prvky LC mají charakter prvků se
soustředěnými parametry ještě při kmitočtech přesahujících hranici 30 GHz (tj. prvky s rozměry podstatně
menšími, než je délka vlny λ=1 cm)
Diskrétní mikrovlnné cívky mají nejčastěji podobu kruhového prstence, diskrétní mikrovlnné
kondenzátory s kapacitou několika setin pikofaradu do asi 5 pF mají nejčastěji hřebenovitý tvar. Kromě
hřebenovitých kondenzátorů se v mikrovlnné oblasti uplatňují ještě klasické deskové kondenzátory, které
jsou sice technologicky náročnější než hřebenové, avšak poskytují větší kapacitu na jednotku plochy a
v důsledku toho jsou použitelné do vyšších kmitočtů.
Mikrovlnné filtry s rozloženými parametry
Moderní technika mikrovlnných přijímačů postupně upouští od vf filtrů realizovaných koaxiální nebo
vlnovodovou technikou a přechází k filtrům vhodnějším pro perspektivní mikrovlnné technologie.
V obvodech s nižším členem jakosti Q lze využít filtrů s páskovým nebo mikropáskovým vedením. První
je tvořeno úzkým plochým páskem umístěným mezi dvěma širokými vodivými pásy. Vzhledem k této
struktuře se rovněž nazývá souměrné nebo stíněné. Mikropáskové vedení, nazývané rovněž nesouměrné
nebo otevřené, je tvořeno úzkým plochým páskem umístěným nad jediným širokým vodivým pásem. U
obou typů vedení může být prostor mezi zmíněnými vodivými prvky vyplněn určitým pevným
dielektrikem nebo jen vzduchem.
Možnost vytvářet filtry z vhodných úseků vf vedení s rozloženými parametry vyplývá z těchto
skutečností:
34
1) Úseky vedení s délkou l <
λ
s výstupem nakrátko (naprázdno) jsou ekvivalentní indukčnosti
4
(kapacitě).
2) Úseky vedení s délkou l =
λ
s výstupem nakrátko (naprázdno) jsou ekvivalentní paralelnímu
4
(sériovému) rezonančnímu obvodu.
3) Úseky vedení s délkou l =
λ
s výstupem nakrátko (naprázdno) jsou ekvivalentní sériovému
2
(paralelnímu) rezonančnímu obvodu.
Dielektrický rezonátor
Homogenní těleso s vhodným tvarem (válec, hranol), zhotovené z dielektrika a hraničící s volným
prostředím, může vykazovat elektrickou rezonanci s různými módy. Proto ho lze využít jako rezonátor, a
to především v mikrovlnném pásmu, kde jeho rozměry vycházejí relativně velmi malé. Je-li dielektrická
permitivita uvažovaného materiálu velká, jsou elektrické pole a magnetické pole daného rezonančního
módu omezena na nejbližší okolí rezonátoru a již ve vzdálenostech podstatně menších, než je délka vlny
ve volném prostředí, jsou tato pole nulová. Vyzařovací ztráty jsou tedy velmi malé a nezatížený činitel
jakosti Q v rezonanci je limitován jen ztrátami uvnitř uvažovaného dielektrického tělesa. U materiálů,
které přicházejí v úvahu, se magnetická permeabilita rovná jedné a magnetické ztráty jsou nulové. Ztráty
v elektrickém poli potom vznikají v důsledku konečné hodnoty ztrátového úhlu (tgδ) dielektrického
materiálu.
U běžně používaných materiálů (např. TiO2) je tgδ=(1 až 2) ⋅ 10-4, takže odpovídající činitel jakosti
Q0=5000 až 10 000, což jsou hodnoty přibližně stejné jako u klasických dutinových rezonátorů
vlnovodového typu. Rozměry dielektrických rezonátorů jsou podstatně menší než rozměry vlnovodových
rezonátorů.
Určitou nevýhodou dielektrických rezonátorů je závislost dielektrické permitivity εr na teplotě.
Rezonátor YIG
Jde o perspektivní rezonátor YIG (Yttrium – Iron – Garnet), jehož hlavní částí je kulička z yttrium-železnatého granátu, která je vložena do stejnosměrného magnetického pole. Kulička je vázána s vnějšími
obvody pomocí vstupní vazební smyčky a výstupní smyčky, zprostředkující magnetickou vazbu. Celek se
chová jako velmi jakostní rezonátor s činitelem jakosti Q řádu několik tisíc a s rezonančním kmitočtem f0
přímo úměrným intenzitě H0 stejnosměrného magnetického pole. Změnou tohoto pole lze rezonátor
přelaďovat, a to ve velmi širokém rozsahu, řádově několika oktáv.
Filtr tohoto typu potřebuje rozměrný a těžký elektromagnet pro vytvoření stejnosměrného
magnetického pole, a proto není dobře slučitelný s integrovanou technologií.
2.2 Vstupní obvody přijímačů
Na obr. 2-1 je znázorněno obecné skupinové schéma zapojení vstupní části přijímací stanice. Signál je
přijímán anténou, která je spojena prostřednictvím vf vedení (napáječe) s vlastním přijímačem. Na vstupu
přijímače je jeho pasivní vstupní obvod, za nímž následuje první aktivní stupeň. Tímto stupněm může být
vf zesilovač nebo směšovač, případně detektor.
obr. 2-1 Obecné schéma přijímací stanice
35
Hlavním úkolem vstupního obvodu je co nejúčinnější přenos užitečného signálu z anténních zdířek na
první stupeň přijímače, tedy přenos s co nejmenšími ztrátami a co nejmenším zkreslením. Dále by měl
vstupní obvod předběžně zajistit i dostatečnou selektivitu přijímače, tj. měl by náležitě potlačovat blízké i
vzdálené rušivé signály. Kromě toho by měl zabraňovat vyzařování signálu místního oscilátoru směšovače
do antény.
2.2.1 Nejčastěji používaná zapojení
Rozhlasové přijímače pro pásmo DV, SV, KV používají nejčastěji neladěné kapacitní (drátové) antény
a dále indukční (feritové) antény.
Vstupní obvody s neladěnými kapacitními anténami
Tyto obvody zpravidla používají jednoduchý nebo dvojitý rezonanční obvod LC, kterým se zajišťuje
především potřebná vzdálená selektivita přijímače. Anténa je vázána na tento obvod vhodným vazebním
prvkem. Protože u zmíněných antén nebývá známa přesná hodnota jejich impedance Ẑ a , nýbrž jen
poměrně široký interval, ve kterém může tato veličina ležet, musí být vazba dosti volná, aby ani při
krajních hodnotách veličiny Ẑ a , přicházejících v praxi v úvahu, nepřesáhlo rozladění a popř. i zatlumení
rezonančního obvodu LC přijatelnou mez.
obr. 2-2 Různé typy vstupních obvodů pro kapacitní antény
Jedním z nejjednodušších obvodů uvažovaného typu je obvod s napěťovou kapacitní vazbou (obr.
2-2a), u kterého je vazebním prvkem relativně malá kapacita Cv, kde Cv<<Ca min) připojená na horní konec
jednoduchého rezonančního obvodu LC. Tento obvod je sice jednoduchý, ale má značně nerovnoměrný
přenos napětí užitečného vstupního signálu při přelaďování a poměrně malé potlačení zrcadlových signálů
v pásmu KV. Přibližně stejné nedostatky má vstupní obvod s proudovou kapacitní vazbou (obr. 2-2b) a
vstupní obvod s vazbou na odbočku cívky (obr. 2-2c)-
36
Na obr. 2-2d je často používaný vstupní obvod s transformátorovou vazbou s velkou anténní
indukčností (La>L0). Přenos napětí užitečného signálu je zde mnohem rovnoměrnější než u
předcházejících zapojení. Jestliže se horní konce indukčnosti La, L0 spojí vhodnou malou kapacitou Cv, tj.
vytvoří se vlastně kombinovaná transformátorová a napěťová kapacitní vazba, lze dokonce zajistit
konstantní přenos napětí v celém pásmu přeladitelnosti.
U jakostních přijímačů jsou používány vstupní obvody s dvojitými rezonančními obvody, které
umožňují dosáhnout podstatně většího potlačení zrcadlových a jiných rušivých signálů než jednoduché
obvody. Typické zapojení je na obr. 2-2e; laděné obvody jsou vzájemně vázány napěťovou kapacitní
vazbou (Cvn) kombinovanou s proudovou vazbou (Cvp), anténa je na primární laděný obvod vázána
transformátorově. Tato konfigurace poskytuje téměř konstantní šířku pásma při přelaďování a je výhodná
i z hlediska technologického, neboť vazební kapacity lze realizovat jako proměnné, a tím lze zajistit
možnost snadného nastavení správné vazby.
Vstupní obvody s feritovými anténami
Na obr. 2-3a je znázorněn nejjednodušší typ vstupního obvodu s feritovou anténou. Rezonanční
obvod L0C0 je tvořen přímo indukčností antény a ladicí kapacitou, signál je k prvnímu zesilovacímu stupni
přiváděn prostřednictvím vazební cívky Lv. Nevýhodou tohoto obvodu je značná závislost šířky pásma B
na pracovním kmitočtu (B∼f2). Výstupní napětí obvodu se při konstantní intenzitě elektrického nebo
magnetického pole s vyšším kmitočtem poněkud zvyšuje (v pásmu SV asi o 4 až 6 dB).
obr. 2-3 Vstupní obvody s feritovými anténami
Vstupní obvod z obr. 2-3b má rezonanční obvod L0C0 vázán na první zesilovací stupeň
prostřednictvím proudové kapacitní vazby. Jeho výhodou je téměř konstantní šířka pásma při přelaďování;
výstupní napětí se s rostoucím kmitočtem snižuje, a to přibližně v opačném smyslu než u zapojení z obr.
2-3a. U vstupního obvodu z obr. 2-3c je rezonanční obvod L0C0 vázán na následující tranzistorový stupeň
kombinovanou indukční a proudovou kapacitní vazbou. Ta umožňuje na obou okrajích pásma dosáhnout
téhož přenosu napětí.
K feritové anténě je možné připojovat i kapacitní drátovou anténu. Je-li její výstupní signál ve fázi s e
signálem feritové antény, zvětší se citlivost přijímače; podmínka stejné fáze ovšem nemusí být vždy
dodržena, takže připojení vnější kapacitní antény může mít na citlivost dokonce i negativní vliv.
Všechny uvedené obvody používají jedinou feritovou anténu, která má poměrně velký směrový
účinek, což ovšem může být např. u stacionárních přijímačů nežádoucí. Kruhového směrového diagramu
lze dosáhnout pomocí dvou na sebe kolmých feritových antén doplněných vhodným fázovacím článkem,
čímž vznikne např. vstupní obvod podle obr. 2-3d.
37
2.2.2 Překrytí požadovaného kmitočtového rozsahu
Na obr. 2-4 je zapojení vstupního obvodu s jednoduchým rezonančním obvodem L0C0. Paralelně
k ladicímu kondenzátoru s proměnnou kapacitou C0 min až C0 max se řadí ještě přetransformovaná
impedance antény Ẑ′a a kapacita pomocného dolaďovacího trimru Ct. V pásmu 150 kHz až 30 MHz lze
impedanci Ẑ′a znázornit paralelním spojením rezistoru R′a , který vstupní obvod zatlumuje, a
kondenzátoru C′a (nebo cívky L′a ), která ovlivňuje jeho naladění.
obr. 2-4 Vstupní obvod doplněný o kapacitní trimr, který umožní překrýt požadované kmitočtové pásmo
Při návrhu vstupních obvodů uvažovaného typu je obvykle zadán kmitočtový rozsah fmin až fmax nebo
činitel kmitočtového překrytí tohoto rozsahu k f =
fmax
a dále mezní hodnoty ladicí kapacity C0 min, C0 max.
fmin
Z těchto výchozích údajů stanovíme potřebnou ladicí indukčnost L0 a celkovou hodnotu konstantní
složky ladicí kapacity Ck = ( C′a + Ct ) . Pro hraniční kmitočty rozsahu platí vztahy
2
=
fmin
1
,
4π 2L0 ( C′a + Ct + C0 max )
(2.5a)
2
=
fmax
1
.
4π2L0 ( C′a + Ct + C0 min )
(2.5b)
Je to soustava dvou rovnic pro hledané neznámé. Řešením určíme
Ck = C′a + Ct =
L0 =
4π f
2
2
C0 max fmin
− C0 min fmax
2 2
min
2
2
fmax
− fmin
,
1
.
(Ck + C0 max )
(2.6a)
(2.6b)
Je-li již známa indukčnost L0 lze stanovit vazební prvky mezi anténou a vstupním obvodem a kapacitou
C′a . Potom již lze určit i poslední neznámou veličinu, tj. kapacitu dolaďovacího trimru
Ct = Ck − C′a .
(2.7)
2.2.3 Vstupní obvody přijímačů pro metrová pásma
Jedním z nejrozšířeněnjších typů vstupních obvodů přijímačů uvažovaného uvažovaného pásma
(např. rozhlasových přijímačů FM) je vstupní obvod s dvojitou autotransformátorovou vazbou (obr. 2-5a).
Anténní napáječ i vstupní zesilovač přijímače s bipolárním tranzistorem mají poměrně malý odpor
(nejvýše stovky ohmů), a proto jsou vázány na odbočky laděného LC obvodu. Tím se zmenšuje tlumení
obvodu. Pokud je však zesilovač osazen tranzistorem FE s podstatně větším vstupním odporem (řádově
desítky kiloohmů), je možné tranzistor připojit přímo na horní konec obvodu LC.
38
obr. 2-5 Různé typy vstupních obvodů přijímačů pro VKV
Při symetrickém napáječi se často používá vstupní obvod s transformátorovou vazbou (obr. 2-5b).
Následující tranzistor je vázán na laděný obvod prostřednictvím proudové kapacitní vazby realizované
kapacitou Cv. Často se však používá i vazba na odbočku cívky L0 nebo na kapacitní dělič.
Na obr. 2-5c je vstupní obvod s transformátorovou širokopásmovou vazbou, který bez přelaďování
pokrývá celé pásmo VKV, v němž vysílají vysílače FM. Následující vf zesilovač pracuje v tzv. mezilehlém
zapojení, které umožňuje současně optimalizovat jeho zesilovací i šumové vlastnosti.
Vstupní obvod na obr. 2-5d má podobu laděného článku T. Je vhodný pro nesymetrický napáječ nebo
pro vestavěnou nesymetrickou prutovou anténu.
2.3 Vstupní vf a mikrovlnné zesilovače
Pod pojmem vstupní vf zesilovač (předzesilovač) se rozumí zesilovač, který je zapojen v přijímači
superheterodynního typu před směšovačem. Hlavním úkolem tohoto zesilovače je zesílit slabý vstupní
signál přicházející z antény a kromě toho potlačit nežádoucí zrcadlové a mf signály, tedy zlepšit vzdálenou
selektivitu přijímače. Vstupní zesilovač by měl zároveň zabránit pronikání heterodynního signálu do
antény, a tím zamezit jeho případnému vyzařování. Vzhledem k tomu, že vstupní vf zesilovač má
zpravidla podstatně menší šumové číslo a současně větší zisk než následující směšovač, může se jeho
použitím výrazně zlepšit i užitečná citlivost celého přijímače. Jako nepostradatelný se jeví u přijímačů
s diodovým směšováním, který totiž výkonově nezesiluje a má v důsledku toho vždy dosti velké šumové
číslo. Při správně zvolené koncepci může vstupní zesilovač zmenšit i křížovou modulaci a intermodulaci, a
to vlivem toho, že potlačuje rušivé signály ještě na velmi nízké napěťové úrovni, takže se nemohou
v dalších stupních již nežádoucím způsobem projevit. Sám ovšem musí mít co nejmenší nelineární
zkreslení.
2.3.1 Zesilovače s diskrétními tranzistory
V uvažované kmitočtové oblasti je možné použít jako aktivní prvek diskrétní bipolární tranzistor
nebo tranzistor FE. Tyto tranzistory obvykle pracují v zapojení SE nebo SB (SG), s neutralizací nebo bez
ní, jako zesilovače jednostupňové nebo vícestupňové. Vzájemnou kombinací těchto možností se ovšem
může vytvořit velký počet nejrůznějších variant. Avšak vzhledem k tomu, že vstupní zesilovače
s diskrétními tranzistory nejsou perspektivní, omezíme se na dvě typická zapojení.
39
Na obr. 2-6a je vstupní vf zesilovač s bipolárním tranzistorem T1, jehož zátěž tvoří jednoduchý laděný
obvod LC. Vzhledem k nepříliš velkému výstupnímu odporu tranzistoru T1 je nutné připojit jeho kolektor
na odbočku cívky L. Také báze následujícího tranzistoru musí být z důvodu jeho malého vstupního
odporu připojena na odbočku, aby tlumení obvodu LC oběma odpory nebylo příliš velké. S moderními
tranzistory, které jsou na daných kmitočtech absolutně stabilní, se zapojení obejde bez neutralizace. Se
staršími tranzistory vyznačujícími se poměrně silnou vnitřní zpětnou vazbou by však bez neutralizace
vznikaly potíže se stabilitou. Protože se rezonanční odpor obvodu LC mění přibližně úměrně
s kmitočtem, je i zesílení tohoto zesilovače značně závislé na kmitočtu. To je ovšem při přelaďování
v širším pásmu nevhodné.
obr. 2-6 Vstupní vf zesilovače
Na obr. 2-6b je vstupní vf zesilovač s tetrodou MOS. Díky stínicímu působení hradla G2 je tetroda
absolutně stabilní v celém svém užitečném kmitočtovém rozsahu, takže zapojení nemusí mít neutralizaci.
Přelaďování se zde uskutečňuje pomocí varikapů, odpor R (s hodnotou stovek kΩ) vytváří nezbytnou
stejnosměrnou dráhu pro horní varikap kolektorového obvodu LC. Kromě velmi dobré stability je další
předností zesilovače s tetrodou MOS relativně malé nelineární zkreslení, zejména křížová intermodulace,
což je důsledek málo zakřivené kvadratické převodní charakteristiky tetrody. V tomto parametru tetroda
MOS daleko překonává bipolární tranzistory, jejichž exponenciální charakteristika je mnohem více
zakřivená. Šumové vlastnosti zesilovače s tetrodou MOS jsou přibližně stejné jako u zesilovače
s bipolárním tranzistorem. Šumové číslo úzkopásmového zesilovače nemusí ještě na kmitočtu 300 MHz
přesáhnout hodnotu F≈1,5 dB.
2.3.2 Zesilovače s monolitickými IO
Na tomto místě si všimneme podrobněji jednoho ze základních typů, a to třítranzistorového stupně,
skládajícího se ze dvou tranzistorů v diferenciálním zapojení a z třetího tranzistoru v jejich společném
40
emitorovém přívodu (obvod typu MA 3005 a MA 3006). Tato perspektivní součástka může pracovat
především jako vf zesilovač, a to buď v kaskódovém zapojení, nebo jako stupeň s emitorovou vazbou.
Zjednodušené schéma kaskódy je na obr. 2-7. Je patrné, že kaskóda se skládá ze vstupního tranzistoru
T3 v zapojení SE, za nímž následuje tranzistor T1 v zapojení SB. Zbývající tranzistor T2 se využívá
k účinnému řízení zesílení. Tento tranzistor je zapojen se společnou bází a to tak, že se jeho vstupní
admitance řadí vlastně paralelně ke vstupní admitanci tranzistoru T1 kaskódy. Přivedeme-li na bázi
tranzistoru T2 řídicí napětí UAGC s takovou polaritou, že se stejnosměrný emitorový proud třeba zvětší,
zvětší se i jeho vstupní vodivost. Tranzistor T3 je však stejnosměrně zapojen jako zdroj konstantního
proudu, takže zvětšení ss emitorového proudu, a tedy i vstupní vodivosti tranzistoru T2 má nutně za
následek zmenšení stejnosměrného emitorového proudu a tedy i vstupní vodivosti tranzistoru T1. Vlivem
toho větší část vf signálového proudu vchází do vstupního obvodu tranzistoru T2, tj. zmenší se zesílení
tranzistoru T1 a tedy i celkové zesílení kaskódy. Tento způsob řízení zesílení je velice účinný. Je k němu
zapotřebí relativně malé řídicí napětí UAGC, řádu nejvýše stovky milivoltů. Jeho další předností je i
skutečnost, že se při něm téměř nemění ss režim vstupního tranzistoru T3 a tedy ani jeho vstupní
admitance, a nedochází tedy k nežádoucímu rozlaďování nebo zatlumování vstupního rezonančního
obvodu. Jiný způsob řízení zesílení kaskódy spočívá v ovládání celkového klidového proudu pomocí změn
ss napětí báze tranzistoru T3. Na rozdíl od předcházejícího způsobu je v tomto případě zapotřebí mnohem
větší rozsah změn řídicího napětí, řádu jednotky voltů. Účinné řízení zesílení, doprovázené poměrně
malým nelineárním zkreslením (křížovou modulací, intermodulací), velmi dobré šumové poměry a velmi
dobrá stabilita jsou tedy hlavními přednostmi vf kaskódového zesilovače.
obr. 2-7Vstupní zesilovače s monolitickými IO
IO MA 3005 nebo MA 3006 lze ve vf aplikacích zapojit také jako emitorově vázaný pár
(zjednodušeně na obr 2-7b. toto zapojení se také nazývá kaskáda SC-SB, neboť vstupní signál se přivádí
na bázi tranzistoru T1 pracujícího jako emitorový sledovač a výstupní signál se odebírá v kolektoru
tranzistoru T2 pracujícího jako stupeň SB. Z hlediska maximálního dosažitelného zisku a šumového čísla
je tato konfigurace přibližně rovnocenná kaskódě. Její specifickou předností je však schopnost pracovat
jako téměř ideální oboustranný omezovač. Z toho důvodu je těžiště jejího použití spíše v oblasti mf
zesilovačů přijímačů FM.
2.3.3 Monolitické mikrovlnné vstupní zesilovače
Hybridní mikrovlnné IO jsou sice velkým pokrokem oproti vlnovodovým nebo koaxiálním
technikám, stále mají relativně velké rozměry i hmotnost a jejich výroba je náročná, především pro
pracnou montáž aktivních i pasívních prvků, nutnost dolaďování, zapouzdření atd. Základem
monolitických mikrovlnných integrovaných obvodů (MMIO) je substrát ze semiizolačního arzenidu galia
41
(GaAs) s tloušťkou 0,10 až 0,25 mm. Tento materiál má asi šestkrát větší pohyblivost a dvakrát větší
saturační driftovou rychlost náboje než křemík a kromě toho při dotování určitými prvky vykazuje
semiizolační vlastnosti. Proto je pro uvažovanou aplikaci velice vhodný a téměř bez výjimky se zde
používá. Spodní pokovená plocha substrátu vytváří vodivou základnu mikropáskového vedení. Na horní
ploše jsou vytvořeny mikropáskové struktury, diskrétní prvky R, L, C i polovodičové prvky.
2.4 Směšovače
K přeměně vstupního signálu s kmitočtem fs rádiového přijímače superheterodynního typu na mf
signál s kmitočtem fmf slouží funkční blok nazývaný měnič kmitočtu. Měnič kmitočtu se zpravidla
skládá z místního (heterodynního) generátoru generujícího pomocný oscilační signál
s kmitočtem f0, z vlastního směšovače, v němž se ze signálů fs a f0 získává mf signál fmf, a
z výstupního pasívního filtru, potlačujícího nežádoucí směšovací produkty směšovače.
Směšovače používané v rádiových přijímačích lze rozdělit podle různých hledisek. Podle použitého
směšovacího prvku rozeznáváme diodové směšovače, směšovače s bipolárními tranzistory nebo
s tranzistory FE, případně směšovače s elektronkami.
Diodové směšovače se používají především v oblasti decimetrových a kratších vln.
Směšovače s bipolárními tranzistory patří dnes mezi nejrozšířenější, a to v širokém rozmezí kmitočtů,
sahajícím od nejnižších kmitočtů až po kmitočty okolo 1 GHz.
Směšovače s tranzistory FE se v porovnání s bipolárními tranzistory vyznačují především větší
linearitou, tj. menším obsahem parazitních produktů směšovače.
Podle fyzikálního principu, který se při směšování uplatňuje, je možné dělit směšovače do dvou
skupin.
Do první náležejí směšovače s nelineárním odporem, tj. varistorem, na který se přivádí součet vstupního
signálu a oscilačního signálu. Do této kategorie, nazývané také aditivní směšovače, patří diodové
směšovače, směšovače s bipolárním tranzistorem a směšovače s tranzistorem FE.
Do druhé skupiny patří směšovače tvořené kvazilineárním směšovcím prvkem, jehož parametry se však
mění s časem, a to zpravidla v rytmu oscilačního napětí. Směšovače tohoto typu, nazývané parametrické
nebo multiplikativní směšovače (součinové), využívaly v minulosti jako směšovací prvek vícemřížkové
vakuové elektronky. V současné době se používají například dvojhradlové tranzistory FE nebo
monolitické několikatranzistorové obvody.
2.4.1 Aditivní směšování
Předpokládejme existenci odporového jednobranu s nelineární VA charakteristikou (obr. 2-8a), nebo
odporového dvojbranu s nelineární převodní charakteristikou (obr. 2-8b).
obr. 2-8 Princip aditivního směšování
Dále předpokládejme existenci dvou zdrojů vf napětí us a u0 zapojených do série. Proud i v obr. 2-8a,
nebo i2 v obr. 2-8b bude v tomto případě obsahovat nejen základní harmonické (počet harmonických
složek a jejich velikost závisí na křivosti VA nebo převodní charakteristiky), rozdílovou a součtovou
složku (f0-fs, f0+fs) a další kombinační složky (např. 2f0-fs, 2f0+fs, f0+2fs, 2fs-f0, atd.). Rozdílovou nebo
součtovou složku oddělíme z celkového proudu paralelním rezonančním obvodem.
K nejjdnuššímu řešení dojdeme, budeme-li předpokládat charakteristiku ve tvaru druhého stupně
i = a0 + a1u + a 2u2 ,
protože
(2.8)
42
u = us + u0 ,
(2.9)
bude zřejmě
i = a0 + a1 (us + u0 ) + a 2 (us + u0 ) .
14243
2
2
a + 2ab + b
(2.10)
2
Za předpokladu, že obě napětí jsou čistě sinusová (tento předpoklad nemusí být splněn), bude
us = Usm sin ( ωs t + ϕs ) ,
(2.11a)
u0 = U0m sin ( ωt + ϕ0 ) .
(2.11b)
Pokud pro jednoduchost zvolíme ϕs=0, ϕ0=0, bude
2
i = a0 + a1Usm sin ωs t + a1U0m sin ω0 t + a 2Usm
sin2 ωs t +
2
sin2 ω0 t + 2a 2UsU0 sin ω0 t sin ωs t
+ a 2U0m
.
(2.12)
Rozvedením vztahů pro sin2 ωs t, sin2 ω0 t a sin ω0 t ⋅ sin ωs t dostáváme
a
a 2
a 2
2
2
i = a0 + 2 U0m
cos 2ωs t − 2 U0m
cos 2ω0 t +
+ Usm
+ a1Usm sin ωs t + a1U0m sin ω0 t − 2 Usm
144444244444
3 2
2
2
144424443
1444444
2444444
3
B
(
)
A
+ 2a 2UsmU0m cos ( ω0 − ωs ) t − 2a 2UsmU0m cos ( ω0 + ωs ) t
14444444444
4244444444444
3
C
.
(2.13)
D
Člen A ve vztahu (2.13) představuje stejnosměrnou složku proudu, člen B složky proudu o původních
frekvencích, člen C druhé harmonické a člen D rozdílovou a součtovou složku.
Většina nelineárních odporových jednobranů nebo dvojbranů nemá charakteristiky ve tvaru
kvadratické paraboly. Např. u diody nebo bipolárního tranzistoru je možné považovat charakteristiku za
část exponenciály. Jestliže však rozvineme příslušnou exponenciálu v řadu, dostaneme
ex = 1+
x x2 x3
+
+
+ ⋅ ⋅ ⋅,
1! 2! 3!
v našem případě pak
(bx ) + ⋅ ⋅ ⋅ .
bx ( bx )
+
+
1!
2!
3!
2
ebx = 1 +
3
(2.14)
Největší váhu mají členy s malým exponentem, takže předchozí úvahy je možné s určitou chybou rozšířit i
na exponenciální průběh charakteristiky. Při zanedbávání členů s vyššími mocninami však neřešíme
případy výskytu dalších kombinačních složek.
V praxi nebývají amplitudy Usm a U0m stejné, většinou platí Usm<<U0m. Za tohoto předpokladu
můžeme usoudit, že při velkých amplitudách U0m může dojít i k přerušovanému režimu funkce, kdy po
určitou část periody T dochází k uzavření nelineárního prvku (nelineární režim). V tomto případě začíná
být situace složitější, neboť vliv u0 není harmonický, jeho omezený průběh musíme podrobit harmonické
analýze a získané harmonické složky dosadit do rov. (2.9), přičemž rov. (2.11b) představuje nyní uvedený
Fourierův rozvoj. Je zřejmé, že tímto se objeví ve výsledném proudu další řada kombinačních produktů.
Příkladem zapojení aditivního směšovače může být tranzistorový směšovač podle obr. 2-9. pro
dobrou filtraci rozdílové (součtové) složky je vhodné, aby výstupní paralelní rezonanční obvod byl
zapojen bez odbočky na kolektor tranzistoru, čímž je vyloučena možnost vzniku parazitního
rezonančního obvodu, který by filtraci eventuálně zhoršoval.
43
obr. 2-9 Příklady aditivních směšovačů
2.4.2 Multiplikativní směšování
Předpokládejme existenci trojbranu, který má schopnost vytvářet součin dvou vstupních napětí
(obr. 2-10). Pro jednoduchost předpokládejme nejprve linearitu obou převodních charakteristik. Výstupní
proud je v tomto případě určen součinem
i = ( a0 + a1us ) ⋅ ( b0 + b1u0 ) .
(2.15)
obr. 2-10 Princip multiplikativního směšovače
Předpokládejme, že obě vstupní napětí mají čistě sinusový průběh (v praxi to nemusí být splněno):
us = Usm sin ( ωs t + ϕs ) ,
(2.16a)
u0 = U0m sin ( ω0 t + ϕ0 ) .
(2.16b)
Zanedbáme-li fázové posuny ϕs a ϕ0, získáme po dosazení rov. (2.16) do rov. (2.15) vztah:
i = ( a0 + a1Usm sin ωs t )( b0 + b1U0m sin ω0 t ) =
= a0b0 + a1b0Usm sin ωs t + a0b1U0m sin ω0 t + a1b1UsmU0m sin ωs t sin ω0 t =
= a0b0 + a1b0Usm sin ωs t + a0b1U0m sin ω0 t +
{ 144444
42444444
3
A
+
B
.
a1b1
ab
UsmU0m cos ( ω0 − ωs ) t − 1 1 UsmU0m cos ( ω0 + ωs ) t
2
2
14444444444
4244444444444
3
C
(2.17)
44
Člen A ve vztahu (2.17) představuje ss složku proudu, člen B složky proudu o původních frekvencích a
člen C rozdílovou a součtovou složku.
V praxi původní předpoklad linearity obou převodních charakteristik neplatí. Vztah (2.15) se tedy
změní:
(
)(
)
i = a0 + a1us + a 2us2 + ⋅ ⋅ ⋅ b0 + b1u0 + b2u02 + ⋅ ⋅ ⋅ .
(2.18)
Je zřejmé, že se po dosazení rov. (2.16) do rov. (2.18) ve výstupním proudu objeví složky i vyšších
harmonických a kombinační frekvenční složky. Rozdílovou (nebo součtovou) složku oddělíme
z celkového proudu opět paralelním rezonančním obvodem.
Podobně jako u aditivního směšování nebývají amplitudy obou napětí Usm a U0m stejné, většinou je
Usm<<U0m. více se tedy uplatní nelinearita převodní charakteristiky druhého vstupu.
Příkladem zapojení multiplikativního směšovače může být aplikace unipolárního tranzistoru se dvěma
řídicími elektrodami (tetroda FET) – viz obr. 2-11, nebo aplikace čtyřkvadrantového násobiče ve funkci
vyváženého směšovače (obr. 2-12).
obr. 2-11 Zapojení multiplikativního směšovače s tranzistorem FE
45
obr. 2-12 Vyvážený multiplikativní směšovač
2.4.3 Zapojení směšovačů používané v praxi
Na obr. 2-13 je znázorněn směšovač s bipolárním tranzistorem T1 v zapojení SB. Vstupní signál o
kmitočtu fs a také signál místního oscilátoru o kmitočtu f0 přicházejí na emitor tranzistoru T1, zde se
sčítají, jedná se tedy o směšovač aditivní. Složka výstupního kolektorového proudu imf o mf kmitočtu
vytváří na rezonančním obvodu L1C8 příslušné výstupní mf napětí umf směšovače; tento obvod je totiž
vyladěn na kmitočet fmf a představuje tedy pro proud imf velký rezonanční odpor Z0=Q1ωmfL1 (řádu
desítek kΩ).
46
obr. 2-13 Příklady směšovačů užívaných v praxi
Naproti tomu pro složky kolektorového proudu o jiných kmitočtech představuje obvod L1C8 téměř zkrat,
takže jim odpovídající napětí jsou zde mnohem menší. Vzhledem k tomu, že převodní charakteristika
bipolárního tranzistoru IC=f(UBE) v zapojení SE, ale i v zapojení SB je téměř exponenciální, obsahuje její
aproximace mocninnou řadou nekonečně mnoho členů. Takové spektrum, bohaté na nežádoucí
(parazitní) produkty směšování, je však velkou nevýhodou uvažovaného jednoduchého směšovače.
Kmitočty některých těchto složek se totiž mohou nacházet relativně blízko mf kmitočtu fmf, takže nejsou
obvodem L1C8 dokonale filtrovány a v následujících stupních za směšovačem mohou vyvolávat
intermodulační a jiná zkreslení. Další nevýhodou tohoto směšovače je nedostatečná (vlastně žádná) izolace
47
jeho „oscilátorové“ brány od „vstupu“ brány, takže signál místního oscilátoru tvořeného tranzistorem T2
snadno proniká do stupňů, jimiž přichází vstupní signál ke směšovači a zde opět může způsobovat
zkreslení apod. Vzhledem k uvedeným nedostatkům se jednotranzistorový „asymetrický“ směšovač
daného nebo podobného typu používá jen u levných rozhlasových přijímačů.
Podstatně výhodnější vlastnosti má vyvážený (souměrný, balanční) směšovač z obr. 2-13b, realizovaný
zpravidla pomocí IO. Vstupní signál o kmitočtu fs zde přichází jako nesouměrný vůči „zemi“ – na bázi
tranzistoru T1. Ten má emitor spojený s emitorem tranzistoru T2, přičemž ve společném přívodu těchto
elektrod je zařazen relativně velký odpor, tvořený sériovou kombinací rezistoru R2 a tranzistoru T3. Tato
kombinace působí jako zdroj konstantního proudu, takže při zvětšování emitorového proudu tranzistoru
T1 vlivem vstupního signálu se současně musí nutně zmenšovat emitorový proud tranzistoru T2, oba
tranzistory tedy pracují z hlediska vstupního signálu v protifázi („protitaktu“). Jako místní oscilátor zde
působí tranzistor T3. Jeho kolektorový proud o oscilačním kmitočtu f0 se dělí do dvou složek, které
vcházejí do emitorů tranzistorů T1, T2. U monolitické technologie lze snadno zajistit dokonalou shodnost
elektrických parametrů těchto tranzistorů, takže zmíněné složky oscilačního proudu jsou stejně velké a
jsou ve fázi. Proto stejně velké a synfázní jsou i složky kolektorových proudů o kmitočtu f0 tranzistorů T1,
T2, které se vlivem toho v primární indukčnosti L1 dvouobvodové výstupní mf pásmové propusti (L1C1L2C3) vzájemně ruší. U tohoto směšovače je tedy na výstupu dokonale potlačena parazitní složka o
oscilačním kmitočtu f0, která naopak u předchozího směšovače (obr. 2-13a) patří mezi největší. Vstupní
signál o kmitočtu fs sice na mf výstupu směšovače přítomen je, avšak jeho amplituda bývá v praxi
podstatně menší a nepůsobí dále problémy.
Ještě lepší vlastnosti má dvojitě vyvážený směšovač podle obr. 2-13c, který se v podstatě skládá ze
dvou vyvážených směšovačů se vzájemně („křížem“) propojenými kolektory. Vstupní signál (fs) se zde
přivádí jako nesouměrný vůči zemi na svorku 8, signál z oscilátoru (f0) jako nesouměrný na svorku 4,
výstupní signál (fmf) se odebírá – rovněž jako nesouměrný na svorce 2. V monolitickém provedení je
možné snadno dosáhnout shodnosti parametrů všech tranzistorů i odporů a tím i dokonalé vnitřní
symetrie celého zapojení. Díky tomu je potom na výstupu tohoto směšovače dokonale potlačen nejen
signál místního oscilátoru (f0), ale i vstupní signál (f0). Jedinou výraznější parazitní složkou na výstupu je
jen signál o součtovém kmitočtu fs+f0, takže se toto zapojení již blíží ideálnímu směšovači, který poskytuje
na výstupu pouze mf signál (fmf).
Vyvážené a dvojitě vyvážené směšovače s křemíkovými monolitickými IO jsou použitelné do
kmitočtů fs, resp. f0 nejvýše asi 200 až 300 MHz. Při vyšších kmitočtech lze tato zapojení realizovat
s diskrétními tranzistory, kde však působí problém výběr kusů s identickými parametry.
Na obr. 2-13d je směšovač s dvojhradlovým tranzistorem MOSFET. Tento tranzistor, jakož i ostatní
varianty tranzistorů řízených elektrickým polem, jsou výhodné v tom, že mají téměř kvadratickou
převodní charakteristiku. Ta má podstatně menší křivost než exponenciální charakteristika bipolárních
tranzistorů s následkem toho mají směšovače s tranzistory FET i podstatně menší obsah parazitních
směšovacích produktů. Vstupní signál (fs) se zde přivádí na odbočku cívky vstupního obvodu laděného
varikapy, tak, aby se snížilo jeho tlumení malým odporem generátoru Rs=50 Ω. Z horního konce obvodu
se přivádí vstupní signál na první hradlo G1 tranzistoru, signál místního oscilátoru (f0 přichází na druhé
hradlo G2 tranzistoru. Proud kolektoru D je zde úměrný součinu napětí obou hradel, použitý tranzistor
tedy uskutečňuje multiplikativní směšování. Výstupní signál o mf kmitočtu fmf se odebírá z kolektoru
prostřednictvím výstupního filtru. Toto zapojení se často používá např. u tzv. kanálových voličů TV
přijímačů(fs=50 ÷ 900 MHz, fmf=35 MHz) apod.
V mikrovlnné oblasti se v počátcích rozvoje mikrovlnné techniky vyskytovaly pouze diodové
směšovače. Vyvážená a dvojitě vyvážená diodová zapojení se pro své přednosti uplatňují nejen
v mikrovlnných pásmech, nýbrž i v oblasti nižších kmitočtů. Diodové směšovače sice výkonově nezesilují,
avšak jejich směšovací ztráty (řádu 4 až 8 dB) lze snadno kompenzovat přídavnými vf nebo mf
zesilovacími stupni.
Příklad diodového vyváženého směšovače je na obr. 2-13e. Zapojení má – až na zmíněné směšovací
ztráty – podobné vlastnosti jako směšovač z obr. 2-13b, do mf brány tedy neproniká oscilační signál.
Použité „klasické“ symetrizační transformátory lze realizovat jen při kmitočtech nižších než asi 1 GHz.
V mikrovlnné oblasti však jejich funkci plní speciální mikrovlnné pasívní součástky (hybridní členy, děliče
výkonu apod.). příklad mikrovlnného diodového vyváženého směšovače je na obr. 2-13f. Na jeho výstupu
je, podobně jako u směšovače z obr. 2-13c, dokonale potlačen parazitní signál o vstupním kmitočtu fs i
oscilačním kmitočtu f0 a řada dalších nežádoucích složek; speciální typy těchto směšovačů (požívající např.
48
místo jednotlivých diod v můstku jejich sériové dvojice apod.), dokonce z hlediska čistoty výstupního
spektra zejména dynamického rozsahu překonávají dvojité vyvážené tranzistorové směšovače.
Zapojení měniče kmitočtu se dvěma bipolárními tranzistory je na obr. 2-14. ze vstupního laděného
obvodu (popř. výstupního obvodu LC vf zesilovače) se přijímaný signál s nosným kmitočtem fs zavádí na
bázi směšovače s tranzistorem T1. Na rozdíl od vf zesilovače řídí kolektorový proud směšovače také
střídavé napětí s kmitočtem f0, jež dodává oscilátor LC s tranzistorem T2.
obr. 2-14 Schéma zapojení měniče kmitočtu se dvěma tranzistory
Napětí oscilátoru lze přivádět podobně jako napětí přijímaného signálu také na bázi směšovače.
Lepšího oddělení oscilátoru od vstupního obvodu přijímače se však dosáhne tehdy, jestliže se (jako
v uvedeném zapojení) napětí přivede na emitor směšovače. V obou případech je kolektorový proud
směšovače závislý na součtu (adici) napětí směšovaných signálů.
Oscilátor měniče kmitočtu je v běžném zapojení s indukční vazbou. Potřebné oscilační napětí se do
směšovače zavádí z vazební cívky L5.
Přelaďování vstupního obvodu LC a oscilačního obvodu oscilátoru obstarává dvojitý ladicí
kondenzátor se sekcemi CLa, CLb.
49
obr. 2-15 Schéma zapojení samokmitajícího směšovače
Schéma zapojení kmitajícího směšovače (autodynu), používaného v menších tranzistorových
superhetech pro kmitočtovou přeměnu signálů v rozsahu DV, SV, KV je na obr. 2-16. vstupní obvod CLa,
Cd1, L1 obsahující feritovou anténu je přizpůsoben malé vstupní impedanci bipolárního tranzistoru
vazebním vinutím L2. Kolektor je připojen přes mezifrekvenční rezonanční obvod L6C6 na odbočku cívky
oscilátoru L5. Zpětná vazba oscilátoru se uzavírá přes cívku L3 do emitoru tranzistoru. Tlumicí odpor R5
zmenšuje závislost oscilačního napětí na tolerancích tranzistoru a na nastaveném kmitočtu.
Aby se omezilo pronikání oscilačního napětí do antény a potlačilo „strhávání“ kmitočtu oscilátoru
vstupním signálem, odděluje se vstupní obvod LC neutralizačním můstkem, složeným z vazebních cívek
L3 a L4, z kondenzátoru C3, odporu R3 a impedance mezi bází a emitorem tranzistoru.
Na obr. 2-16 je znázorněno zapojení multiplikativní směšovač s tranzistory řízenými elektrickým
polem. Tranzistor T1 typu MOSFET pracuje jako směšovač. Tranzistor T2 typu JFET je zapojen
v obvodu oscilátoru. Ze vstupního obvodu LC se přijímaný signál přivádí na první řídicí elektrodu
směšovače – hradlo G1. Napětí oscilátoru ovládá výstupní proud směšovače prostřednictvím hradla G2.
Každý ze směšovaných signálů je tedy přiveden na samostatnou řídicí elektrodu směšovače. V takovém
případě závisí výstupní proud směšovače na součin (multiplikaci) napětí směšovaných signálů,a proto se
tyto směšovače nazývají směšovače multiplikativní.
Na rozdíl od aditivních směšovačů může multiplikativní směšovač pracovat v lineárním režimu a jeho
výstupní proud bude obsahovat mezifrekvenční proudové složky. Tato vlastnost je výhodná, poněvadž
lineární multiplikativní směšovač produkuje poměrně málo nežádoucích proudových složek a navíc
nezpůsobuje křížovou modulaci.
Nežádoucí vazbu mezi oscilátorem a vstupním obvodem přijímače zprostředkuje u multiplikativních
směšovačů pouze malá kapacita mezi hradly tranzistoru MOSFET, takže i z tohoto hlediska jsou
multiplikativní směšovače výhodné.
50
obr. 2-16 Schéma zapojení měniče kmitočtu s tranzistory řízenými elektrickým polem
2.5 Pásmové mezifrekvenční zesilovače
Další funkční jednotkou rádiových přijímačů s nepřímým zesílením je mezifrekvenční zesilovač. Je to
selektivní úzkopásmový zesilovač, naladěný zpravidla natrvalo tak, aby zesiloval vhodné kmitočtové
pásmo kolem mezifrekvence.
Mf zesilovač rozhoduje především o selektivnosti přijímače. Šířka kmitočtového pásma a činitel
pravoúhlosti ziskové charakteristiky mf zesilovače se musí v podstatě shodovat s požadavky na
selektivnost celého přijímače.
V mf zesilovači se snadno dosáhne potřebného zesílení přijímaného signálu. Zpravidla se zesílení řídí
obvodem AVC, podobně jako u vf zesilovačů. Tato regulace musí být účinná a smí mít jen zanedbatelný
vliv na ostatní přenosové vlastnosti zesilovače. Především se nesmí nežádoucím způsobem měnit průběh
kmitočtové charakteristiky napěťového zisku a zesilovač musí být bezvýhradně stabilní.
V běžných rozhlasových přijímačích s mezifrekvencí okolo 450 kHz se zpravidla vystačí jen
s dvoustupňovým mf zesilovačem. Při příjmu signálů s kmitočtovou modulací v rozsahu VKV se obvykle
používá třístupňový mf zesilovač naladěný na kmitočet 10,7 MHz. Tranzistory těchto zesilovačů pracují
v zapojení SE.
Základní způsob zapojení zesilovacího stupně mf zesilovače je znázorněn na obr. 2-17.
Zesilovací stupeň mf zesilovače osazený tranzistorem s velkou strmostí může při použití kolektorového
obvodu LC s velkou rezonanční impedancí dosáhnout velkého zesílení mezi bází a kolektorem (100 i
více). Průchozí impedance tranzistoru může pak zprostředkovat nežádoucí zpětnou vazbu, která se
projevuje nestabilitou, popřípadě oscilacemi mf zesilovače. V takovém případě se musí vliv nežádoucí
zpětné vazby neutralizovat; např. takovým způsobem, že se přes vhodnou sériovou kombinaci
obvodových prvků Cn a Rn přivede na bázi tranzistoru zpětnovazební napětí právě opačné, než jaké zpět
na bázi přenáší průchozí impedance mezi kolektorem a bází tranzistoru.
51
obr. 2-17 Příklad zapojení mf zesilovacího stupně
Průběh ziskové charakteristiky mf zesilovače s jednoduchými paralelními rezonančními obvody
odpovídá průběhu rezonančních křivek těchto obvodů,a tedy se značně liší od ideálního obdélníkového
tvaru křivky selektivnosti. Lepších výsledků se dosáhne tehdy, jestliže se k vazbě mezi jednotlivými stupni
mf zesilovače nepoužijí jednoduché obvody LC, ale dvojice vázaných obvodů LC naladěných na
mezifrekvenci. Zisková charakteristika mf zesilovače s vázanými obvody LC se vyznačuje průběhem, který
se blíží ideálnímu obdélníkovému tvaru.
Příjem AM signálů rozhlasových vysílačů vyžaduje, aby mf zesilovač přenášel šířku kmitočtového
pásma asi 8 kHz kolek mezifrekvence, která se nejčastěji volí zhruba 450 kHz. Pro signály s kmitočtovou
modulací se však hodí mf zesilovač s šířkou pásma asi 180 kHz, se středním kmitočtem fmf=10,7 MHz.
Aby v kombinovaných přijímačích pro příjem signálů AM i FM nemusely být dva samostatné zesilovače,
zapojují se mf stupně tak, že jsou využity pro příjem obou typů signálů.
Zapojení mf zesilovače kombinovaného tranzistorového přijímače je na obr. 2-18. Signál se odebírá
z kolektoru tranzistoru T1, který při provozu AM působí jako směšovač, kdežto po přepnutí na FM
zpravidla přechází do funkce prvního mf stupně. Vazba na mf stupeň s tranzistorem T2 je
zprostředkována dvěma pásmovými propustmi zapojenými v sérii. Každou z nich tvoří dvojice paralelních
rezonančních obvodů s indukční vazbou. Stejně je uspořádána vazba i na další stupeň mf zesilovače
s tranzistorem T3. Horní pásmové propusti jsou naladěny na kmitočet 10,7 MHz, dolní na kmitočet
450 kHz. Pro kmitočty v okolí 10,7 MHz je impedance obvodů naladěných na 450 kHz zanedbatelně
malá. Mf zesilovač proto při provozu FM pracuje tak, jako by dolní dvojice vázaných LC obvodů byly
zkratovány. Podobně obvody naladěné na 10,7 MHz představují zase pro kmitočty řádu stovek kilohertzů
jen nepatrnou impedanci. Mf zesilovač se sériově zapojenými pásmovými propustmi se tedy hodí pro
zesilování mf signálů jak při provozu AM, tak FM, aniž by bylo třeba pásmové propusti přepínat. Pouze
při provozu AM je někdy vhodné zkratovat obvod L1C2, čímž se omezí náhodná nestabilita směšovače T1
a pronikání nežádoucích signálů při ladění přijímače na KV.
Mezifrekvenční zesilovače s obvodem soustředěné selektivnosti, umístěným mezi směšovač a první
mf stupeň, dávají předpoklad, že bude v přijímači omezena nežádoucí křížová modulace.
V nejjednodušším případě lze mf pásmovou propust, v níž je soustředěna téměř celá selektivnost
přijímače, sestavit z většího počtu vhodně vázaných obvodů LC.
Mezifrekvenční zesilovače s obvodem soustředěné selektivnosti, založeným na použití většího počtu
vázaných obvodů LC, se hodí pouze pro kmitočty asi do 1 MHz. Používají se proto pouze v rozhlasových
přijímačích s mezifrekvencí kolem 450 kHz. Pro mf pásmové propusti na vyšší kmitočty jsou potřebné
rezonátory s větším činitelem jakosti, než jakého lze dosáhnout u obvodů LC. Používají se
elektromechanické rezonátory piezoelektrické nebo také magnetostrikční. Z piezoelektrických
(krystalových) rezonátorů lze sestavit potřebné pásmové propusti i v kmitočtovém oboru řádu desítek
megahertzů.
52
obr. 2-18 Příklad zapojení mf zesilovače pro příjem signálů s modulací AM a FM
Od sedmdesátých let minulého století se u pásmových zesilovačů ve větším rozsahu používají monolitické
IO, které si vynucují jiné uspořádání, nazývané soustředěná selektivita – soustředěné zesílení.
2.5.1 Vysokofrekvenční souměrný zesilovač
Na obr. 2-19 je znázorněno základní zapojení vf (popř. mf) souměrného (diferenciálního) stupně,
s dokonale souměrným buzením a se souměrným výstupem.
obr. 2-19 Souměrný (diferenciální) zesilovací stupeň
53
Předpokládejme, že tranzistory T1 a T2 jsou shodné. Pro jednoduchost budeme uvažovat jejich
parametry rbb´=0; ycb´=0. Emitorové proudy těchto tranzistorů jsou dány stejnými vztahy jako u
polovodičové diody, tedy
 UBE1



U
U
IE1 = IE0  exp BE1 − 1 = IE0  e UT − 1 ≈ IE0 exp BE1 ,


U
UT
T




(2.19a)


U
U
IE2 = IE0  exp BE2 − 1 ≈ IE0 exp BE2 ,
UT
UT


(2.19b)
kde
je zpětný saturační proud přechodu emitor - báze,
IE0
UT =
kΘ
q
tepelné napětí přechodu (≈ 26 mV).
Součet těchto proudů se musí rovnat proudu ISS zdroje konstantního proudu zařazeného v jejich
emitorech, tedy
UBE1
U
+ IE0 exp BE2 = ISS .
UT
UT
(2.20)
IE0 exp
UBE1 
UBE2 − UBE1 
 1 + exp
 = ISS ,
UT 
UT

(2.21a)
IE0 exp
UBE2 
UBE1 − UBE2 
 1 + exp
 = ISS .
UT 
UT

(2.21b)
IE0 exp
vztah (2.20) lze přepsat do tvaru
Vyjádříme-li z těchto vztahů proud IE0, dostaneme dosazením do (2.19a) a (2.19b) emitorové proudy
IE1 =
IE1 =
ISS
I 
U − UBE2 
= SS  1 + tgh BE1
,
U − UBE1
2 
2UT

1 + exp BE2
UT
ISS
I 
U − UBE2 
= SS  1 + tgh BE1
,
UBE1 − UBE2
2 
2UT

1 + exp
UT
(2.22a)
(2.22b)
kde rozdíl napětí UBE1-UBE2=Ui1-Ui2, neboť Ui1=UBE1+UE a Ui2=UBE2+UE.
Pomocí emitorových proudů a činitele proudového zesílení α je potom možné stanovit kolektorové
proudy
IC1 =
IC2 =
U − Ui2 
αISS
αI 
= SS  1 + tgh i1
,
U − Ui1
2 
2UT 
1 + exp i2
UT
U − Ui2 
αISS
αI 
= SS  1 − tgh i1
.
Ui1 − Ui2
2 
2UT 
1 + exp
UT
(2.23a)
(2.23b)
Uvedené závislosti již vyjadřují převodní charakteristiky souměrného stupně, znázorněné na obr. 2-19b.
Tyto charakteristiky (a tedy i celý stupeň) jsou v rozsahu vstupních rozdílových napětí Ui1-Ui2 ≈ ±26 mV
téměř lineární. Linearita je zde dokonale lepší než u jednoduchého asymetrického stupně, neboť zde
dochází k částečně vzájemné kompenzaci zakřivení převodních charakteristik obou dílčích tranzistorů
(anulují se sudé harmonické). Avšak pro vstupní napětí větší než asi 4UT ≈ 100 mV se kolektorové proudy
54
s rostoucím vstupním napětím již nezvětšují, takže celý zesilovač působí jako dokonalý oboustranný
omezovač, a je tedy vhodný především pro mf zesilovače přijímačů FM a PM.
V některých aplikacích je uvedený lineární rozsah vstupních napětí nedostatečný. V tomto případě ho
lze snadno rozšířit zařazením dvou zpětnovazebních rezistorů (RE1, RE2) do emitorů obou tranzistorů.
Přitom již poměrně malé odpory, asi 50 Ω, rozšiřují tento rozsah z ±26 mV na asi ±100 mV.
Strmost převodní charakteristiky v její lineární oblasti je
S0 =
dIC
d (Ui1 − Ui2 ) U
i1 −Ui 2 = 0
1 αI
= ± ⋅ SS .
2 2UT
(2.24)
Jsou-li zatěžovací odpory stupně RC1= RC2 = RC podstatně menší než výstupní odpory tranzistorů T1 a T2,
je možné stanovit jeho rozdílové zesílení ze vztahu
Aud =
Uod RCd (IC1 − IC2 )
αI R
≈
= RCS0 − RC ( −S0 ) = SS C .
Uid
d (Ui1 − Ui2 )
2UT
(2.25)
Tato hodnota je stejná jako u jednoduchého stupně v zapojení SE.
Vzhledem k tomu, že z hlediska vstupních svorek nebo výstupních svorek jsou oba tranzistory
souměrného zesilovače jakoby v sérii, je jeho výsledný vstupní (popř. výstupní) odpor dvojnásobný
v porovnání s jednoduchým stupněm. Podrobnější rozbor parametru y12 ukazuje, že je tato veličina u
souměrného stupně naopak menší než u jediného tranzistoru. Z toho vyplývá jeho výborná stabilita a tedy
i možnost vytvářet z něho i mnohostupňové, absolutně stabilní kaskády.
Při volbě zatěžovacího odporu RC zpravidla není možné dosáhnout na výstupu optimálního
výkonového přizpůsobení. Za hlavní kritérium při jeho volbě je nutné vzít podmínku, aby se ani při
velkých signálech nedostával druhý tranzistor do saturace. Je-li totiž vyloučena saturace, mění se kapacity
druhého tranzistoru jen velmi málo a v důsledku toho je malá i parazitní fázová modulace procházejícího
signálu, která by v opačném případě vedla po demodulaci ke zkreslení. Maximální hodnota kolektorového
odporu RC, při níž ještě nedochází k saturaci, tj. při níž napětí kolektoru neklesá pod saturační napětí
UCsat (∼ 0,3 až 0,6 V), je určena podmínkou
RC max ≤
UCC − UC sat
ISS
.
(2.26)
Ze vztahu (2.25) vyplývá, že změnou emitorového klidového proudu ISS je možné měnit i zesílení
uvažovaného stupně. V praxi se však této možnosti příliš nevyužívá, neboť při změnách klidového
proudu se tranzistory snadno dostávají do pracovní oblasti s velkým nelineárním zkreslením, zejména
křížovou modulací.
55
2.5.2 Kaskóda
obr. 2-20 Kaskódový mf stupeň
Kaskáda stupňů SE-SB nazývaná kaskóda je na obr. 2-20a. Napěťové zesílení kompletního
kaskódového zesilovače se zátěží RL je dáno při nižších kmitočtech vztahem
Au ≈ g21eRL ≈ g21RL ,
(2.27)
z něhož je zřejmé, že je přibližně stejné jako u jediného tranzistoru v zapojení SE. Jeho vstupní kapacita je
však mnohem menší než u stupně SE, což je ovšem zejména u širokopásmových mf zesilovačů výhodné
(kapacita je malá proto, že zesílení prvního stupně kaskódy je relativně malé, přibližně jednotkové, a tím je
malý i příspěvek ke vstupní kapacitě způsobený Millerovým jevem).
Velkou výhodou kaskódy u mf zesilovačů je možnost zavedení účinného samočinného řízení zesílení
(AGC). To lze nejsnáze uskutečnit řízením klidového emitorového proudu IE obou tranzistorů, a tím i
jejich strmosti g21 ≈ IE/UT. Přitom se však tranzistory mohou snadno dostat do nelineární oblasti
charakteristik, a proto se tato možnost v praxi nepoužívá. Výhodnější je řízená kaskóda podle obr. 2-20b.
Ta se skládá z tranzistorů T1(SE) a T2 (SB) a z pomocného tranzistoru T3, který působí jako bočník
připojený paralelně k tranzistoru T2. Přivede-li se na bázi tranzistoru T3 řídící stejnosměrné napětí UAGC
s takovou polaritou, že se jeho stejnosměrný emitorový proud třeba zvětší, zvětší-li se i jeho vstupní
vodivost. Tranzistor T1 je však stejnosměrně zapojen jako zdroj konstantního proudu, takže se tím zmenší
emitorový proud a tedy i vstupní vodivost tranzistoru T2. Následkem toho větší část vf signálového
proudu vchází do emitoru tranzistoru T3, a tím se celkové zesílení kaskódy zmenšuje. Tento způsob řízení
je velmi účinný, neboť k obsažení celého regulačního rozsahu asi 25 dB stačí změna řídicího napětí UAGC
56
nejvýše asi 300 mV. Jeho další předností je i skutečnost, že se při něm téměř nemění stejnosměrný režim
vstupního tranzistoru T1 a tedy ani jeho vstupní admitance, takže nedochází k nežádoucímu rozlaďování a
zatlumování vstupního selektivního obvodu.
Nejlepší způsob řízení zesílení je na obr. 2-20c. Zdroj řídicího napětí UAGC má dva výstupní signály,
které přicházejí na báze tranzistorů T1 a T2. Poměry jsou nastaveny tak, že při nejslabších signálech je
tranzistor T1 plně otevřen a tranzistor T2 poněkud uzavřen. Kaskóda, tvořená v tomto případě tranzistory
T1 a T2 má maximální zesílení. Bude-li se však zvyšovat úroveň vstupního signálu, bude se tranzistor T1
vlivem zmenšujícího se napětí UAGC rychle uzavírat a jeho funkci bude přebírat tranzistor T2, který má
vlivem neblokovaného emitorového rezistoru mnohem větší dynamický rozsah. Záporná zpětný vazba na
tomto rezistoru ovšem zmenšuje zesílení celého obvodu. při nejsilnějších signálech je kaskóda tvořena už
jen výhradně tranzistory T2 a T3, zesílení je minimální, avšak nelineární zkreslení zůstává rovněž velmi
malé, a to díky linearizujícímu působení uvažované zpětné vazby.
Kromě dvou základních monolitických mf stupňů, tj. dokonale souměrného vf zesilovače a kaskódy,
se v uvažované aplikaci úspěšně uplatňují i některé jejich varianty nebo kombinace.
Na obr. 2-20d je znázorněn emitorově vázaný pár, tj. kaskáda SC-SB, . Toto zapojení má asymetrický
vstup i výstup, což může být v určitých případech výhodné. Kaskáda SC-SB se od jednoduchého stupně
SE liší především tím, že má podstatně menší zpětnovazební parametr y12e a tedy mnohem větší rezervu
stability. Protože se vyznačuje i velmi cennou schopností dokonalé symetrické limitace procházejícího
signálu, aniž by se přitom některý z tranzistorů dostával do saturace, dává se jí u mf stupňů často přednost
před jinými variantami.
Velice výhodné vlastnosti má kaskódový souměrný zesilovač znázorněný na obe. 2-20e. V porovnání
s obvyklým souměrným zesilovačem s odporovou nebo rezonanční zátěží se tento stupeň vyznačuje
mnohem lepší stabilitou, podstatně menší vstupní kapacitou (vlivem potlačeného Millerova jevu) a také
lepšími šumovými vlastnostmi. Proto se používá zejména na vstupech monolitických mf zesilovačů.
Na obr. 2-20f je znázorněn další typ souměrného zesilovače. Je tvořen tranzistory T3 a T4 a zdrojem
konstantního proudu I. Signál přichází k zesilovači prostřednictvím Darlingtonových stupňů T1, T2 a T5,
T6. Díky tomu má celý blok extrémně velkou vstupní impedanci, a tedy téměř nezatěžuje předcházející
obvody. To ovšem příznivě působí na zesilovací i kmitočtové vlastnosti kompletního zesilovače.
Kaskódový zesilovač z obr. 2-20 e s následujícími dvěma stupni z obr. 2-20f vytváří mezifrekvenční
zesilovač integrovaného obvodu CA 3089 (RCA), který je určen pro přijímače FM nejvyšší jakostní třídy
nebo pro komunikační přijímače.
2.6 Demodulátory AM, FM, a PM
Na obr. 2-21 je základní zapojení diodového asynchronního detektoru AM (detektoru obálky). Zdroj
modulovaného mf nebo vf napětí a dioda jsou zde řazeny v sérii s pracovním odporem R a filtrační
kapacitou C. Proto se tento typ detektoru nazývá sériový. V přijímací technice se však občas vyskytne i
paralelní detektor, u něhož jsou zmíněné prvky řazeny paralelně.
Na vstup diody se zpravidla přes poslední mf transformátor přivádí vstupní modulované napětí.
Vlivem nelineární charakteristiky prochází diodou nesinusový proud, který již obsahuje požadovanou
modulační a popř. i stejnosměrnou složku, ale navíc i celou řadu vyšších nežádoucích harmonických.
Připojí-li se paralelně k rezistoru R vhodný kondenzátor C, vytvoří se na této kombinaci RC pouze napětí
odpovídající stejnosměrné a modulační složce proudu, zatímco všechny vyšší kmitočtové složky mohou
být dokonale potlačeny. Vlivem kapacity C se však může znatelně zvětšit i amplituda detekovaného
signálu, který totiž při vhodně volených obvodových konstantách téměř sleduje horní obálku
usměrněného tepavého průběhu.
57
obr. 2-21 a) Sériový diodový detektor, b) Průběhy napětí na detektoru
Amplitudově modulovaný vf signál uvf (obr. 2-21a) rezonančního obvodu L2C2 je diodou jednocestně
usměrněn. Průběh nabíjení a vybíjení kondenzátoru CZ dobře sleduje obalovou křivku odpovídající
namodulované informaci. Nízkofrekvenční složku unf vedeme vazebním kondenzátorem CV
k nízkofrekvenčnímu zesilovači. Stejnosměrná složka uss se dá po průchodu filtrem RfCf využít pro AVC.
Vstupní odpor detektoru (sériového asi RZ/2; paralelního RZ/3) tlumí rezonanční obvod, proto je
třeba vhodné navázání, např. na odbočku cívky. Vybíjecí časová konstanta CZRZ musí být současně
dostatečně velká vzhledem k nosnému vf kmitočtu (u superhetu je jím kmitočet mf), aby se dosáhla
dobrého potlačení vf složky, a dostatečně malá vzhledem k modulačnímu nf kmitočtu, aby jeho průběh
nebyl zkreslen.
Zapojení požívaná v praxi
Na obr. 2-22a je typické zapojení detektoru AM signálů rozhlasového přijímače AM+FM. Poslední
mf transformátor má velkou ladicí kapacitu (2,2 nF) a tedy malý rezonanční odpor, a proto je možné, aby
k němu byl demodulační obvod vázán těsnou vazbou. Na diodě D je malé kladné stejnosměrné předpětí,
odvozené z děliče 470 Ω; 3.9 kΩ. díky tomu se znatelně zmenšuje nelineární zkreslení detektoru. Zátěž
diody tvoří prvky R1 a C1. vstupní odpor následujícího nf stupně je asi 10 kΩ+25 kΩ=35 kΩ, a je tedy
podstatně větší než pracovní odpor R1=10 kΩ. Tím je zaručeno, že nebude nepříznivě ovlivňovat
nelineární zkreslení obvodu.
Stejnosměrné složky detekovaného signálu se využívá jako napětí UAGC pro samočinné řízení zisku mf
zesilovače. Dioda D je pólována tak, aby toto napětí mělo správnou polaritu pro mf tranzistory typu
NPN. Napětí UAGC je filtrováno členem R1C1 a dodatečně ještě členem R2C2, který má podstatně větší
časovou konstantu τAGC, a tedy spolehlivě potlačí i nejnižší modulační kmitočty Ωmin. (Platí:
τAGC=R2C2≥1/Ωmin).
58
obr. 2-22 a) Typická zapojení diodového detektoru, b) diodový detektor AM v monolitickém provedení
Na obr. 2-22b je zapojení detektoru, který je součástí monolitického integrovaného obvodu (TBA 570
Valvo). Za posledním mf stupněm T1 následuje tranzistor T3, působící jako detekční dioda. Pracovní
odpor této diody je tvořen vstupním rezistorem emitorového sledovače T4 a filtrační kapacita je tvořena
varikapem D2. Integrované provedení obou prvků má velkou přednost v tom, že zmenšuje na minimum
nebezpečí parazitního vyzařování nebo vazeb vf složek na předcházející stupně přijímače. Změnou
odporu vnějšího rezistoru R1 lze značně ovlivňovat vstupní odpor emitorového sledovače T4 a tedy i
časovou konstantu detektoru. Časovou konstantu členu pro filtraci napětí AGC je možné zcela libovolně
volit vnějšími prvky R2C2.
59
2.6.1 Synchronní detektory AM
obr. 2-23 Monolitický synchronní detektor AM
Synchronní detektory AM mají v porovnání s asynchronními několik závažných předností: Vstupní
signál může mít u nich znatelně nižší úroveň, což příznivě ovlivňuje stabilitu celého obvodu. Další
předností je podstatně lepší linearita (přidáním referenční nosné se totiž zmenšuje efektivní hloubka
modulace vstupního signálu a to vede k menšímu nelineárnímu zkreslení). Velkou výhodou synchronních
detektorů AM, vystupující do popředí zejména u moderních přijímačů se širokopásmovými integrovanými
mf zesilovači, jsou pak mnohem příznivější šumové poměry; širokopásmový šum objevující se na výstupu
těchto zesilovačů je totiž u asynchronních detektorů kompletně detekován, tj. převeden do základního
pásma, zatímco při synchronní detekci jsou šumové složky ležící vně mf pásma přeloženy mimi základní
pásmo.
Nedostatkem synchronní detekce je skutečnost, že je k ní zapotřebí referenční nosná vlna. U
amplitudově modulovaných signálů ji však lze získat zesílením, amplitudovým omezením a kmitočtovou
filtrací vstupního modulovaného signálu. Dalším nedostatkem je i větší obvodová složitost. Ta však u
monolitických obvodů nehraje závažnou úlohu, a proto se u moderních rozhlasových přijímačů AM i u
televizních přijímačů stále častěji setkáváme se synchronními detektory.
Jako příklad zde uvedeme synchronní detektor AM signálu zvukového doprovodu pro tzv. normu L
(používanou např. ve Francii). Detektor je součástí monolitického IO TDA 2048 (Siemens). Vlastní
detekce se uskutečňuje ve čtyřkvadrantovém analogovém násobiči, skládajícím se ze dvou diferenciálních
stupňů s kolektory propojenými křížem. Na jeden vstup násobiče se přivádí referenční nosná vlna, která se
získává zesílením, omezením a pásmovou filtrací vstupního signálu. Příslušné obvody musí být
dimenzovány tak, aby poskytovaly požadovanou nosnou i při nejslabších vstupních signálech a při
největších hloubkách modulace, které v praxi přicházejí v úvahu. Na druhý vstup násobiče přichází
modulovaný vstupní signál, a to přes zpožďovací článek τ, který má stejné zpoždění jako obvody pro
získání referenční nosné. Mezi kolektory tranzistorů T3 až T6 se pak již odebírá demodulovaný výstupní
signál i stejnosměrné napětí pro systém AGC. Dík symetrickému uspořádání je zde dokonale potlačena
nosná vlna, což zjednodušuje potřebné filtrační obvody.
2.7 Detektory FM
60
Detektory FM s rezonančními obvody LC
Jedním z nejstarších způsobů detekce FM je tzv. detekce na boku rezonanční křivky, jejíž podstata
je zřejmá z obr. 2-24a. K jednoduchému laděnému obvodu LC se ze zdroje vf proudu přivádí signál FM.
Jmenovitá hodnota kmitočtu nosné fn je volena tak, aby se nacházela na boku rezonanční útlumové
charakteristiky (nejlépe v inflexním bodě). Mění-li se potom v důsledku modulace FM okamžitá hodnota
kmitočtu uvažovaného signálu, mění se i napětí na laděném obvodu, tedy původní signál FM se převede
na signál FM+AM. Amplitudovou modulaci lze ovšem snadno vyhodnotit běžným diodovým detektorem
AM, a tím se získá požadovaný nf signál (informace). Popsaný detektor je jednoduchý, ale vykazuje značné
nelineární zkreslení.
obr. 2-24 a) detekce na boku rezonanční křivky, b) Travisův (amplitudový) diskriminátor
Výrazného zlepšení poměrů lze dosáhnout u Travisova (amplitudového) diskriminátoru, který
využívá dva laděné obvody LC, z nichž jeden má rezonanci nad kmitočtem nosné signálu FM a druhý pod
ním. Tím se dosáhne velmi dobré vzájemné kompenzace nelineárního průběhu boků rezonančních
charakteristik obou obvodů LC, tak, jak to ukazuje obr. 2-24b.
Další důležitou kategorií klasických detektorů FM jsou zapojení využívající fázový diskriminátor.
(obr. 2-25).
Vlastní fázová diskriminátor je tvořen pásmovou propustí, jejíž primární obvod L1C1 i induktivně vázaný
sekundární obvod L2C2 jsou naladěny na kmitočet nosné vlny ( u seperhetu je to kmitočet fmf). Napětí U1
z primárního obvodu je kondenzátorem CV přiváděno do středu sekundárního vinutí. K převodu
kmitočtově modulovaného signálu na signál modulovaný amplitudově i kmitočtově (UA, UB) se používá
fázového součtu primárního napětí U1 a poloviny sekundárního napětí U2.
Fázový posuv mezi napětími U1 a U2 závisí na kmitočtu f přiváděného signálu. Pro kmitočet, na který
jsou oba obvody naladěny (f=fmf), je fázový posuv 900, napětí UA a UB mají stejnou velikost. Pro kmitočty
jiné (f≠fmf) je fázový posuv větší nebo menší než 900, napětí UA a UB mají nestejné velikosti. Při změně
směru vinutí jedné z cívek L1, L2 se fázový úhel mezi napětími U1 a U2 změní o 1800.
Fázový diskriminátor je připojen na poslední stupeň mf zesilovače, který pracuje jako amplitudový
omezovač. Výstupní napětí UA a UB vlastního fázového diskriminátoru se zpracovávají na napětí Ua a Ub
diodovými detektory, které vzhledem k nf výstupu působí proti sobě (pracují v protitaktu), výstupní napětí
Unf=Ua-Ub. Stejnosměrné proudy v obvodu diod se uzavírají přes vf tlumivku Tl, která je nutná, protože
mezi středem cívky L2 a bodem C je střídavé mf napětí U1. protože kondenzátory CZ mají při vysokých
kmitočet zanedbatelně malé reaktance, lze považovat body C a D za vf uzemněné.
Přichází-li na diskriminátor signál bez kmitočtové modulace (f=fmf), je UA=UB, diodami obou
detektorů procházejí stejně velké proudy, na stejných odporech RZ se vytvoří stejné úbytky napětí Ua=Ub,
výstupní napětí Unf je nulové. Kmitočtově modulovaný signál (f≠fmf) diskriminátor převede na napětí UA a
UB různých velikostí, proto budou různě velká i usměrněná napětí Ua a Ub. Na výstupu detektoru se objeví
rozdílové napětí Unf=Ua-Ub, jehož velikost je úměrná kmitočtovému zdvihu. Napětí Unf je
nízkofrekvenčním napětím po detekci.
Pro dosažení optimálního odstupu signálu od rušení se ve vysílačích s FM uměle zdůrazňují vyšší
modulační kmitočty )provádí se preemfáze). V přijímačích se za detektorem dělá zpětná korekce obvodem
deemfáze. Obvodem deemfáze je dolní propust RC, která modulační složky s vyššími kmitočty opět
61
potlačí, takže celková útlumová charakteristika přenosové cesty je rovnoměrná. Smysl této úpravy je
v tom, že propust RC potlačí v přijímači i šum. Podle normy je časová konstanta obvodu deemfáze
RC=50 µs.
obr. 2-25 Fázový diskriminátor
Nedostatkem fázového diskriminátoru se souměrným zapojením diod je, že potřebuje omezovač,
který vyžaduje poměrně velké vstupní napětí, a tím i velké zesílení mf zesilovače.
Dokonalejší je poměrový detektor. Je velmi citlivý, a hlavně dokáže rušivou amplitudovou modulaci
potlačit sám bez použití omezovače.
2.7.1 Koincidenční detektor
Moderním detektorem signálů FM, vhodným zejména pro monolitické IO, je koincidenční detektor
(nazývaný také kvadraturní). Jeho podstata je naznačena na obr. 2-26a. Na vstup tohoto detektoru se
přivádí kmitočtově modulovaný, amplitudově omezený mf signál. Jeho obdélníkový průběh lze vyjádřit
řadou
Umf ( t ) =
kde
Umf
x = ωmf t +
kde
∆ω
∆ω/Ω=∆ϕ
Ω
4
1
1


Umf  cos x − cos 3x + cos 5x − ⋅ ⋅ ⋅  ,
π
3
5


je amplituda omezeného mf napětí,
∆ω
cos Ωt
Ω
je kmitočtový zdvih,
odpovídající fázový zdvih,
modulační úhlový kmitočet.
(2.28)
62
obr. 2-26 Koincidenční detektor
Napětí Umf(t) přichází na jeden vstup fázového komparátoru, který v podstatě plní úlohu synchronního
spínače. Na jeho druhý vstup se zavádí rovněž vstupní napětí, ale nikoliv přímo, ale přes fázový posouvač.
Posouvač vytváří fázový posuv Φ=π/2−ϕ. Úhel ϕ je lineárně závislý na kmitočtovém zdvihu ∆ω a tedy i
na amplitudě modulačního signálu. Napětí na výstupu posouvače lze vyjádřit řadou
1
1


Umf ϕ ( t ) = −K ⋅ Umf  sin ( x − ϕ ) + sin3 ( x − ϕ ) + sin5 ( x − ϕ ) + ⋅ ⋅ ⋅  ,
3
5


(2.29)
kde konstanta K je úměrná napěťovému přenosu posouvače. Napětí Umf ϕ(t) ovládá spínání komparátoru.
Tuto řídicí funkci je vhodné vyjádřit pomocí pravoúhlé spínací funkce s amplitudou Uso, vyjádřené řadou
us ( t ) = −4
Uso
π
1
1


 sin ( x − ϕ ) + 3 sin3 ( x − ϕ ) + 5 ( x − ϕ ) + ⋅ ⋅ ⋅  .


(2.30)
Celkové napětí na výstupu komparátoru je potom
u ( t ) = umf ( t ) us ( t ) .
(2.31)
Toto napětí má podobu signálu s impulsovou šířkovou modulací (proto se také tento detektor symbolicky
označuje detektor FM/PM/PDM). Požadovaný detekovaný výstup se z něho získá jednoduše tím, že se
signál PDM nechá projít dolní propustí, která potlačí všechny nežádoucí vyšší kmitočtové složky.
Dosazením řad (2.28) a (2.30) do vztahu (2.31) dostaneme pro výstupní napětí detektoru ud (s již
odfiltrovanými vyššími harmonickými) vztah
ud =
8
1
1


UsoUmf  sin ϕ − sin3ϕ +
sin5ϕ − ⋅ ⋅ ⋅  .
π2
9
25


(2.32)
Řada (2.32) odpovídá Fourierovu rozvoji trojúhelníkového průběhu podle obr. 2-26b, který vlastně
vyjadřuje detekční charakteristiku tohoto detektoru. Jak je patrné, v rozsahu -π/2<ϕ<+π/2 je výstupní
napětí ud úměrné fázovému úhlu a tedy i amplitudě modulačního signálu.
Jako posouvač fáze lze využít paralelní rezonanční obvod LC, doplněný o kondenzátory C (obr.
2-26c). rezonanční kmitočet obvodu LC se rovná mf úhlovému kmitočtu ωmf. Jak ukazuje podrobnější
rozbor, napětí U2 na tomto obvodu je fázově posunuto vzhledem ke vstupnímu napětí U1 o úhel Φ, pro
který s dobrou výstižností platí vztah
Φ≈
kde
Q
∆ω
je činitel jakosti obvodu LC,
je kmitočtový zdvih.
π 2∆ω
−
Q,
2 ωmf
(2.33)
63
Fázový úhel je tedy lineárně závislý na kmitočtovém zdvihu ∆ω, což je právě předpokladem správné
funkce celého zapojení.
2.8 Sdružený monlitický IO přijímače AM/FM
Na obr.2-27 je molitický funkční blok obsahující téměř všechny obvody rozhlasového přijímače AM
(kromě koncového nf stupně) a dále mf zesilovač a detektor přijímače FM (Siemens TDA 4 100).
obr. 2-27 Sdružený IO přijímače AM/FM – Siemens TDA 4 100
Vstupní signály AM přicházejí ze vstupního obvodu přes svorku 7 na souměrný vf zesilovač s řízeným
zesílením. Přes dolní propust 0 až 30 MHz postupují na dvojitý vyvážený směšovač a tam se přeměňují na
mf signál 455 kHz. Místní oscilátor je složen ze čtyř tranzistorů, vytvářejících souměrný zesilovač se
zpětnou vazbou. Jeho kmitočet je určován vnějším obvodem L1C1, amplituda oscilací je interně
stabilizována. Pro účely číslicové indikace kmitočtu naladění je signál oscilátoru vyveden na svorku 3.
Výstup směšovače je transformátorem L2L3 přizpůsoben na piezokeramický mf filtr, který přijímači
zajišťuje blízkou selektivitu. Následující třístupňový asymetrický mf zesilovač má řízený zisk, a to
v rozmezí 10 až 50 dB. Demodulaci provádí diodový detektor obálky, jehož výstupní signál přichází
jednak na aktivní dolní propust (fk=5 kHz) a jednak na měřič intenzity přijímaného pole (S-metr).
64
Omezující šestistupňový souměrný zesilovač FM má celkový zisk 80 dB, práh omezování je při
vstupním napětí asi 30 µV. Za ním je zařazen koincidenční detektor FM, na jehož výstupu se objevuje
detekovaný signál a také stejnosměrné napětí pro samočinné řízení kmitočtu vstupního dílu FM.
Z omezovacích stupňů mf zesilovače se získává napětí pro měřič intenzity pole.
2.9
Ladící systémy rádiových přijímačů
2.9.1 Přehled ladicích systémů
Ladicí systémy používané u rádiových přijímačů je možné rozdělit do dvou základních tříd. Do první
náležejí ty, u nichž se přelaďování uskutečňuje pomocí proměnného mechanicky ovládaného ladicího
kondenzátoru nebo pomocí indukčnosti. Druhou třídu tvoří systémy přelaďované pomocí diod
s napěťově závislou kapacitou, tj. varikapů.
Ladicí systémy s proměnným kondenzátorem jsou vývojově nejstarší. Zpravidla jsou koncipovány
tak, že jedna sekce kondenzátoru se využívá k přelaďování místního oscilátoru (heterodynu) a další se
využívají k přelaďování vstupních obvodů a popř. i vf zesilovače přijímače. Tyto systémy jsou sice
jednoduché, ale mají mnoho nedostatků“ Ladicí kondenzátor je rozměrný a mechanicky málo odolný, ve
spojení s ním se obtížně realizuje dálkové ovládání přijímače a předvolba stanic. Podobné nedostatky
vykazují i ladicí systémy s proměnnými indukčnostmi, jejichž jedinou předností je snad jen větší odolnost
proti rušivým mechanickým vlivům, která je vítána např. u mobilních přijímačů.
Podstatně lepší ve většině parametrů jsou ladicí systémy s kapacitními diodami – varikapy.
Varikapy mají malé rozměry a malou hmotnost, takže je lze v přijímači umístit na nejvhodnějším místě
z hlediska elektrického zapojení. To značně zjednodušuje jeho konstrukční řešení. Selektivita přijímače
s varikapy může být mnohem větší, neboť počet laděných obvodů zde již není prostorově omezen. Zdroj
ladicího napětí může být vzdálen od vlastních rezonančních obvodů, a tím se usnadňuje realizace
dálkového ovládání přijímače, předvolby programů apod. Závažným nedostatkem ladicích systémů
s kapacitními diodami je však podstatně větší náchylnost k nelineárním zkreslením (zejména
intermodulačnímu zkreslení), která jsou způsobena nelineárním průběhem voltampérové charakreristiky
varikapů. Tuto závažnou skutečnost je nutné respektovat při volbě celkové koncepce přijímače, především
při sestavování jeho kmitočtového a úrovňového plánu.
U systémů se syntézou ladicího napětí se při volbě určité stanice nejprve vyjádří ladicí napětí
varikapu v číslicové formě a potom se v číslicově analogovém převodníku převede na analogovou
hodnotu a ta se zavádí k varikapům. Číslicovou informaci je ovšem možné uchovat v polovodičové
paměti a znovu ji snadno vyvolat, a tím nahradit složitou elektromechanickou předvolbu stanic
předvolbou čistě elektronickou. Snadno lze uskutečnit i automatické ladění(hledání) určité stanice,
ovládané například programovatelným časovým spínačem. U tohoto systému se tedy výrazně rozšiřují
provozní možnosti a usnadňuje se obsluha přijímače. Jeho kmitočtová stabilita, přesnost a další parametry
se však v porovnání s analogovým systémem v podstatě nijak nezlepšují.
Nejdokonalejším ladicím systémem je systém s kmitočtovou syntézou, využívající zpravidla
kmitočtový syntezátor s fázovým závěsem (PLL), často vybavený ještě mikroprocesorovým ovládáním. U
tohoto systému se sice už dále nezlepšuje komfort obsluhy, ale výrazně se zlepšuje především kmitočtová
stabilita přijímače. Je to tím, že heterodynní kmitočet se zde získává v kmitočtovém syntezátoru řízeném
krystalovým kmitočtovým normálem, jehož dlouhodobá stabilita je mnohem lepší než stabilita
referenčního stejnosměrného zdroje a dalších prvků systému se syntézou ladicího napětí. Systémy
s kmitočtovou syntézou lze ovšem rovněž snadno doplnit dálkovým ovládáním, programovatelnou
předvolbou stanic apod.
2.10 Souběh vstupního obvodu a obvodu oscilátoru
U superheterodynního přijímače je nutné, aby se rozdíl mezi kmitočtem místního oscilátoru f0 a
vstupním kmitočtem fs co nejpřesněji rovnal konstantnímu mf kmitočtu fmf, tj, aby platil vztah
f0 = fs = fmf ,
(2.34)
a to v celém pásmu vstupních kmitočtů fs min až fs max. V důsledku toho se ovšem liší poměr přelaďování
vstupního obvodu ks od poměru přelaďování oscilátorového obvodu k0, neboť
65
ks =
fs max
fs min
;
k0 =
f0 max
f0 min
=
fs max + fmf
f min + fmf
.
(2.35)
Vícenásobné ladicí kondenzátory se však obvykle realizují tak, že mají stejné sekce pro oba obvody. Tato
skutečnost je výhodná z výrobního hlediska, avšak vytváří u superheterodynu problém souběhu
vstupního obvodu a oscilátorového obvodu.
Souběh je možné obecně řešit tím způsobem, že se vstupní obvod navrhne tak, aby překrýval přesně
(nebo s určitou rezervou) celé pásmo vstupních kmitočtů. Do obvodu oscilátoru se potom vloží přídavné
souběhové reaktanční prvky, které při optimální volbě zajistí alespoň přibližné splnění podmínky. Tato
podmínka má potom tvar
f0 = ( fs + ∆f ) = fmf ,
(2.36)
∆f
je odchylka od souběhu.
Jak ukazuje zkušenost, při malém poměru přeladění, ks≤1,5, stačí vložit do obvodu oscilátoru jedinou
souběhovou kapacitou Cp (obr. 2-28a). Jeli vhodně zvolena také indukčnost L0, dosáhne se přesného
splnění podmínky (2.34) na dvou vstupních kmitočtech (f1 a f2) daného rozsahu. Odchylky ∆f mimo tyto
kmitočty jsou minimální (obr. 2-28b).
kde
obr. 2-28 Souběh kmitočtů vstupního a oscilátorového obvodu přijímače
má-li být dosaženo většího poměru přeladění, k≥1,5, dvoubodový souběh by byl nevhodný, neboť by
vedl k příliš velkým maximálním odchylkám ∆fm. Za této situace je optimálním řešením tříbodový souběh,
jehož se dosáhne vložením dvou kapacit, Cp a Cs, do obvodu oscilátoru (obr. 2-28c). příslušná křivka
odchylek ∆f je znázorněna na obr. 2-28d.
Při početním řešení souběhu se postupuje tak, že nejprve navrhneme vstupní obvod přijímače,
překrývající zadaný rozsah vstupních kmitočtů fs min až fs max. při daném rozsahu ladicí kapacity Cmin až Cmax
se toho dosáhne vhodnou volbou indukčnosti Ls a přidáním pomocné paralelní kapacity C1. Potom se
stanoví souběhové kmitočty, při nichž je odchylka ∆f nulová. Nakonec se vypočítají prvky oscilátorového
obvodu.
Početní rozbor je složitý, je založen na aproximaci křivek odchylek od souběhu Čebyševovým polynomem
druhého, nebo třetího stupně, a proto zde uvedeme jen výsledné vztahy, a to pro dvoubodový souběh
(pro přijímače FM) a tříbodový souběh (pro přijímače AM).
Dvoubodový souběh
Má-li vstupní obvod přijímače z obr. 2-28a (nebo jeho vf zesilovač překrývat pásmo kmitočtů fs min až
fs max, musí platit vztahy
66
fs2min =
1
,
4π 2Ls ( C1 + Cmax )
(2.37a)
fs2max =
1
.
4π Ls ( C1 + Cmin )
(2.37b)
2
Je to soustava dvou rovnic pro hledané neznámé vstupního obvodu
Cmax − Cmink s2
,
k s2 − 1
C1 =
Ls =
1
2
s min
f
( Cmax + C1 )
(2.38a)
,
(2.38b)
(připomeňme, že kapacita C1 v sobě zahrnuje nejen pomocnou kapacitu dolaďovacího trimru, ale i
přetransformovanou kapacitu antény.
Slaďovací kmitočty jsou dány vztahy
f1 = 0,852 ⋅ fs max + 0,148 ⋅ fs min ,
(2.39a)
f2 = 0,148 ⋅ fs max + 0,852 ⋅ fs min .
(2.39b)
prvky obvodu oscilátoru jsou dány vztahy
Cp =
L0 =
1
,
s Ls
(2.40a)
2
Ls

f 
fmf 
1+  1+
s 
 s 
2
1
2
2
,
(2.40b)
kde pomocný kmitočet s je
2


f 
f 
f  1 + mf  − f22  1 + mf2 
f1 
f2 

s2 = 
.
2
2

fmf  
fmf 
1+
 − 1+

f2  
f1 

2
1
(2.41)
Tříbodový souběh
Při tříbodovém souběhu se vstupní obvod navrhne tak, že souběhové kmitočty jsou
(
)
(2.42a)
(
)
(2.42b)
(
)
(2.42c)
f1 = 0,89 + 0,11 k s fs min ,
f2 = 0,05 + 0,95 k s fs min ,
f3 = 0,11 + 0,89 k s fs min .
Prvky obvodu oscilátoru jsou dány vztahy
Cs =
m32 ( m21 − 1)( C1 − C3 )( C2 − C3 )
(m32 − 1)( C1 − m21C2 ) − (m21 − 1)( C2 − m32C3 )
 Cmax Cs  2  CminCs 

 − k0 

Cmax + Cs 

 Cmin + Cs  ,
Cp =
k 02 − 1
− C3 ,
(2.43a)
(2.43b)
67
L0 =
1
,

Cmax Cs 
2 2
4π f0 min  Cp +

Cmax + Cs 

(2.43c)
kde
2
f +f 
m21 =  2 mf  ,
 f1 + fmf 
2
f +f 
m32 =  3 mf  ,
 f2 + fmf 
Ci = ( Cmin + Ct ) mi + Ct ,
2
f

mi =  s max  ,
 fi 
kde i=1, 2, 3.
Probrané otázky souběhu jsou aktuální především u analogových ladících systémů. Nástup číslicových
obvodů do přijímací techniky však naznačuje, že problém souběhu bude možné řešit exaktněji metodami
číslicového zpracování signálů.
2.11 Stereofonní příjem
Podstatného zlepšení kvality příjmu v rozsahu VKV se dosáhlo zavedením stereofonního vysílání.
Stereofonní vysílání musí splňovat dvě základní podmínky:
1) Obě informace, tj. levý a pravý kanál, musí být vysílány jedním vysílačem – v jednom kanálu -, a
tedy také přijímány jedním přijímačem.
2) Přenos musí být slučitelný, to znamená, že stereofonní vysílání může být také přijímáno jako
monofonní.
Podle doporučení Evropské rozhlasové unie je zavedeno stereofonní vysílání s tzv. pilotním
kmitočtem a s úplně potlačenou pomocnou nosnou frekvencí, která je původně potřebná při
stereofonní modulaci k vytvoření postranních pásem zakódovaného stereofonního signálu (ZSS).
obr. 2-29 Spektrum ZSS
Na vysílací straně se vytváří stereofonní signál ze signálů levého a pravého kanálu, které se spojí v tzv.
maticovém obvodu. Vzniká tak součtový (L+P) a rozdílový (L-P) signál. Součtový signál obsahuje celé
frekvenční spektrum přenášeného pořadu, a umožňuje tak plnohodnotný monofonní příjem. Rozdílovým
signálem je v kruhovém modulátoru vysílače modulována pomocná nosná frekvence 38 kHz. Kolem této
frekvence se vytvpří dvě postranní pásma a zároveň je potlačena nosná frekvence. Oběma postranními
pásmy rozdílového signálu a signálem součtovým se frekvenčně moduluje vlastní nosná frekvence vysílače
(obr. 2-29). Pomocná nosná frekvence musí při tom být potlačena. V opačném případě by byl omezen
rozsah vybuzení a dosah vysílače. Zbytek nosné nemá proto být větší než 1% maximální hodnoty
modulačního napětí pomocné nosné.
68
Pro obnovení informace (L-P) v přijímači je ovšem pomocná nosná frekvence nezbytná. Proto ZSS
obsahuje pilotní frekvenci 19 kHz, která je subharmonickou frekvencí pomocné nosné frekvence 38 kHz.
Z ní se v přijímači pomocná nosná obnovuje.
Modulační signál vysílače pak můžeme popsat vztahem
M = (L + P ) + (L − P ) cos ωh t + 0,1cos ωp t ,
(2.44)
fp=19 kHz
fh=38 kHz,
Při příjmu stereofonního zakódovaného signálu se na vstupu dekodéru objeví úplný ZSS. K jeho
detekci se v přijímači používá stereofonní dekodér. K zajištění správné funkce dekodéru je především
třeba obnovit pomocnou nosnou frekvenci 28 kHz, která se získává z pilotního signálu buď zdvojením
frekvence, nebo synchronizací oscilátoru.
Principiální zapojení zdvojovačů s dvoucestným usměrněním ukazuje obr. 2-30.
kde
obr. 2-30 Zdvojovač frekvence a) s dvoucestným usměrňovačem, b) s usměrněním kolektorového a emitorového
napětí invertoru
ZSS lze dekódovat třemi odlišnými způsoby. Jednak na základě oddělení součtové a rozdílové složky
v maticovém dekodéru, jednak časovým přepínáním obou kanálů a konečně detekcí obálek zakódovaného
stereofonního signálu s přidanou pomocnou nosnou, tzv. přímou detekcí.
Nejjednodušeji se získává detekovaný nf signál metodou přímé detekce. Při ní se snímají dvěma
opačně pólovanými diodami horní a dolní obálka signálu složeného ze součtového a rozdílového signálu
spolu s nosnou vlnou, takže za jednou diodou dostáváme signál kanálu L a za druhou signál kanálu P.
Signál detekovaný tímto způsobem se skládá
a) Ze součtového signálu (L+P),
b) Z rozdílového signálu (L-P)cosωht
c) Z přidané nosné U′0 cos ωh t .
V součtu to dává
(L + P ) + (L − P ) + U′0  cos ωht .
(2.45)
Pozornost zasluhují hodnoty tohoto výrazu v časových okamžicích, pro které platí: ωh=0 a ωh=π. Pro
první případ bude cosωht=1 a nosná vlna dosahuje kladné maximální hodnoty. Platí
(L + P ) + (L − P ) + U′0  = 2L + U′0 .
(2.46)
Ve druhém případě je cosωht=-1 a nosná vlna dosahuje záporné maximální hodnoty. Pak platí
(L + P ) + (L − P ) + U′0  ⋅ ( −1) = 2P − U′0 .
(2.47)
Tuto situaci znázorňuje obr. 2-31. Z něho je patrné, že horní obálka přenáší pouze levý kanál, zatímco
dolní přenáší kanál pravý.
69
obr. 2-31 a) Superposice ZSS a pomocné nosné, b) Principiální skupinové schéma metody přímé detekce
V obr. 2-31a) značí A a B dvě po sobě jdoucí amplitudy pomocné nosné. V bodě A je Ωt=0, v bodě B je
Ωt=π, Ω=2π⋅38 kHz.
2.11.1
Monolitické stereofonní dekodéry se systémem PLL
Kvalitní stereofonní reprodukce závisí na mnoha činitelích. Je to především úroveň přeslechů mezi
kanály, která je dána fázovou věrností celé přenosové cesty. Tu může ovlivnit velikost signálu na anténě,
ale i poslechové možnosti při stereofonní reprodukci. Z vnitřních, ovlivnitelných činitelů, je to kvalita
všech částí přijímače včetně antény.
Dekodér z obr. 2-31 je typickým dekodérem pro polovodičovou techniku. Tato koncepce z principu
nedovoluje dosáhnout nejvyšších jakostních parametrů, které se u moderních stereofonních přijímačů již
běžně vyžadují. Pomocná nosná vlna 38 kHz se zde získává z pilotního signálu 19 kHz ve zdvojovači
kmitočtu, který obsahuje dva až tři rezonanční obvody LC. Tyto obvody by měly být co nejjakostnější, aby
maximálně potlačovaly všechny signály kromě pilotního. Parazitní signály mohou totiž vyvolávat
v nelineárním kmitočtovém zdvojovači nežádoucí amplitudovou a zejména fázovou modulaci pilotního
signálu, což potom vede k přeslechům mezi oběma kanály. Při zvětšování činitelů jakosti Q obvodů LC se
však současně zvětšuje strmost jejich fázových charakteristik. Potom ovšem již malé statické změny
hodnot prvků L a C, způsobené mechanickými vlivy, kolísáním teploty apod., mají za následek značné
fázové změny pilotního signálu a ty rovněž výrazně zvětšují přeslechy. Samotné laděné obvody LC jsou
kromě toho nákladné a nestálé v čase a jejich nastavování je pracné, což je dalším nedostatkem dekodérů
tohoto typu.
Výrazným zlepšením ve většině ukazatelů jsou monolitické stereofonní dekodéry s fázovým závěsem
PLL. Typické skupinové zapojení monolitického dekodéru je na obr. 2-32. Vlastní dekódování se
uskutečňuje na známém principu časového multiplexu, avšak pomocná nosná se získává nikoliv ve
zdvojovači, nýbrž pomocí smyčky PLL a to znamená podstatné zlepšení jejích charakteristik. Smyčka se
skládá z fázového detektoru, dolní propusti, stejnosměrného chybového zesilovače, napětím řízeného
oscilátoru VCO a číslicového děliče kmitočtu čtyřmi. Je zapojena v podstatě jako násobič vstupního
kmitočtu 19 kHz čtyřmi. Oscilátor VCO kmitá na vlastním kmitočtu 76 kHz, z něhož se dělením dvěma
v prvním binárním děliči získává kmitočet 38 kHz a dalším dělením dvěma ve druhém děliči referenční
kmitočet 19 kHz. Kmitočet 19 kHz se přivádí do fázového detektoru, kde se fázově porovnává se
vstupním pilotním signálem. Pokud se fáze oscilátoru VCO liší od jmenovité hodnoty, odchýlí se i fáze
referenčního kmitočtu 19 kHz od jmenovité hodnoty 900 (vzhledem k pilotnímu signálu) a to na výstupu
fázového detektoru se objeví stejnosměrné korekční napětí. To doladí oscilátor VCO tak, aby se znovu
dostal do závěsu se vstupním pilotním signálem. Signál 38 kHz na výstupu prvního binárního děliče má
má tak stále správnou fázi pro dekódování stereofonního signálu, a může se proto využívat
v elektronickém přepínači. Fázová čistota takto získané pomocné nosné je mnohem větší než u
analogového zdvojovače, a tím i přeslechy jsou podstatně menší než u konvenčních dekodérů.
Vlastní kmitočet oscilátoru VCO by mohl být přímo 38 kHz, ale hodnota 76 kHz je výhodnější. Na
výstupu prvního binárního děliče se totiž objevuje signál 38 kHz v pravoúhlé podobě, se střídou přesně
50%, bez ohledu na tvar průběhu výstupního signálu 76 kHz oscilátoru VCO. Střída 50% je ovšem
základní podmínkou pro dosažení oddělení obou kanálů. Signál tohoto tvaru kromě toho neobsahuje
druhou harmonickou, která by v opačném případě mohla vyvolat nežádoucí interference s kanálem SCA
v pásmu 60 až 74 kHz, který se používá v USA pro zvětšení kapacity kanálu. V této souvislosti
připomeňme, že některé koncepce monolitických dekodérů ve snaze odstranit další možné interference
(např. se signálem tzv. dopravního rozhlasu, ležícím těsně nad 53 kHz, nebo s rozdílovým signálem (L-R)
sousední stanice FM, používají vlastní kmitočet oscilátoru VCO dokonce s hodnotou 228 kHz. Ta totiž
70
umožňuje snadno vytvořit takové tvarové průběhy signálů 19 kHz nebo 38 kHz, které neobsahují
nebezpečné třetí harmonické 57 kHz nebo 114 kHz.
Šířka pásma smyčky PLL musí být dostatečně malá, aby bylo dobře filtrováno chybové napětí VCO.
Na vstup fázového detektoru totiž přichází kompletní stereofonní signál, takže na nelinearitách detektoru
se mohou vytvořit rozdílové signály mezi pilotním signálem 19 kHz a signály součtového nebo
rozdílového kanálu. Tyto signály mají vyšší kmitočty než 19 kHz –15 kHz=4 kHz, a jejich potlačení dolní
propustí smyčky není tedy obtížné.
Pokud však není fázový detektor vyvážen, mohou na jeho výstup přímo proniknout i nízké modulační
kmitočty součtového kanálu. Ty potom fázově modulují oscilátor VCO, a tím se opět zhoršují přeslechy a
navíc se na výstupu dekodéru objevují parazitní zázněje. K jejich potlačení je nezbytné volit šířku pásma
smyčky menší než 20 až 25 Hz )její další zmenšování je však již nevhodné, neboť se tím prodlužuje doba
potřebná k zasynchronizování oscilátoru VCO). Při tak malých hodnotách se celá smyčka PLL chová jako
laděný obvod s extrémně vysokou jakostí, který však nevykazuje špatnou fázovou stabilitu a jiné
nedostatky klasických jakostních obvodů LC. Díky tomu, že jde o systém s uzavřenou smyčkou, se navíc u
něho samočinně koriguje nežádoucí vliv změn hodnot součástek v důsledku jejich stárnutí, změn teploty
apod.
Kromě obvodů pro vlastní dekódování obsahuje popisovaný monolitický dekodér automatický
přepínač mono-stereo.je-li na vstupu dekodéru přítomen dostatečně silný signál, dostane se smyčka PLL pro
regeneraci nosné do závěsu. Na výstupu binárního děliče automatického přepínače se pak objevuje signál
19 kHz, který je ve fázové shodě se vstupním pilotním signálem. Fázový detektor přepínače poskytuje
v tomto případě na výstupu určité chybové napětí, které po filtraci dolní propustí prostřednictvím
bistabilního obvodu jednak rozsvítí žárovku „stereo“ a jednak přepne přepínač do polohy „stereo“.
Z hlediska parametrů je monolitický dekodér lepší než konvenční. Například přeslechy mezi kanály
jsou u monolitického provedení se smyčkou PLL v pásmu 100 Hz až 10kHz větší než 40 dB, kdežto
diskrétní provedení stěží dosahuje 30 dB. Harmonické zkreslení je v uvažovaném pásmu u monolitického
dekodéru menší než 0,3%, kdežto klasický dekodér má při nižších kmitočtech zkreslení nejméně 0,5% a
při vyšších kmitočtech mnohem větší )např. při kmitočtu 10 kHz asi 2 až4%). Potlačení nežádoucích
signálů kanálu SCA je lepší nejméně o 30 dB.
obr. 2-32 monolitický stereofonní dekodér s obnovou pomocné nosné 38 kHz pomocí smyčky PLL
71
3 Obsah 2. dílu
1
1.1
1.2
1.2.1
1.2.2
1.2.3
1.2.4
1.3
1.3.1
1.3.2
1.3.3
1.3.4
1.4
1.4.1
1.4.2
1.4.3
1.5
1.5.1
1.5.2
1.5.3
1.5.4
1.5.5
1.5.6
1.6
1.6.1
1.7
1.7.1
1.7.2
1.8
2
2.1
2.1.1
2.1.2
2.1.3
2.1.4
2.1.5
2.2
2.2.1
2.2.2
2.2.3
2.3
2.3.1
2.3.2
2.3.3
2.4
2.4.1
2.4.2
2.4.3
2.5
2.5.1
2.5.2
2.6
2.6.1
Rádiové přijímače...............................................................................................................................................1
Různé obvodové koncepce rádiových přijímačů ..........................................................................................1
Hlavní parametry rádiových přijímačů............................................................................................................2
Maximální citlivost .............................................................................................................................................2
Selektivita.............................................................................................................................................................3
Zkreslení ..............................................................................................................................................................3
Stabilita.................................................................................................................................................................4
Základní principy přijímačů pro analogové modulace .................................................................................4
Principy přijímačů AM ......................................................................................................................................4
Systémy samočinného řízení zesílení (AGC) .................................................................................................5
Přijímače s vícenásobnou přeměnou kmitočtu .............................................................................................6
Přijímače signálů SSB, DSB, ISB a QAM ......................................................................................................8
Principy přijímačů FM.....................................................................................................................................11
Kmitočtově modulovaný signál .....................................................................................................................11
Skupinové schéma zapojení přijímače FM...................................................................................................11
Systémy samočinného dolaďování kmitočtu (AFC, APC)........................................................................14
Konkrétní příklady přijímačů pro různé typy modulace............................................................................14
Přijímače AM ....................................................................................................................................................14
Kombinované přijímače AM a monofonní přijímače FM.........................................................................15
Stereofonní přijímače FM ...............................................................................................................................16
Kvadrofonní přijímače ....................................................................................................................................18
Rozhlasové přijímače s mikroprocesorovým ovládáním ...........................................................................19
Přijímače pro příjem signálů s rozprostřeným spektrem ...........................................................................21
Přijímače pro příjem signálů na mobilních objektech ................................................................................23
Různé koncepce mobilních komunikačních systémů.................................................................................23
Přijímače pro příjem signálů z družic............................................................................................................24
Přijímače pro příjem signálů z nestacionárních družic...............................................................................25
Přijímače pro příjem signálů z geostacionárních družic.............................................................................27
Přijímače pro dálkové ovládání modelů letadel nebo lodí.........................................................................29
Obvody rádiových přijímačů..........................................................................................................................31
Reaktanční filtry LC.........................................................................................................................................31
Jednoduchý rezonanční obvod LC................................................................................................................31
Dvouobvodový pásmový filtr ........................................................................................................................31
Klasické bezindukční filtry .............................................................................................................................31
Součástky s povrchovou akustickou vlnou (SAW).....................................................................................32
Mikrovlnné selektivní obvody........................................................................................................................33
Vstupní obvody přijímačů ..............................................................................................................................34
Nejčastěji používaná zapojení ........................................................................................................................35
Překrytí požadovaného kmitočtového rozsahu...........................................................................................37
Vstupní obvody přijímačů pro metrová pásma...........................................................................................37
Vstupní vf a mikrovlnné zesilovače ..............................................................................................................38
Zesilovače s diskrétními tranzistory ..............................................................................................................38
Zesilovače s monolitickými IO......................................................................................................................39
Monolitické mikrovlnné vstupní zesilovače.................................................................................................40
Směšovače .........................................................................................................................................................41
Aditivní směšování...........................................................................................................................................41
Multiplikativní směšování ...............................................................................................................................43
Zapojení směšovačů používané v praxi........................................................................................................45
Pásmové mezifrekvenční zesilovače .............................................................................................................50
Vysokofrekvenční souměrný zesilovač.........................................................................................................52
Kaskóda .............................................................................................................................................................55
Demodulátory AM, FM, a PM.......................................................................................................................56
Synchronní detektory AM...............................................................................................................................59
72
2.7 Detektory FM ...................................................................................................................................................59
2.7.1 Koincidenční detektor.....................................................................................................................................61
2.8 Sdružený monlitický IO přijímače AM/FM ................................................................................................63
2.9 Ladící systémy rádiových přijímačů...............................................................................................................64
2.9.1 Přehled ladicích systémů .................................................................................................................................64
2.10 Souběh vstupního obvodu a obvodu oscilátoru .........................................................................................64
2.11 Stereofonní příjem ...........................................................................................................................................67
2.11.1 Monolitické stereofonní dekodéry se systémem PLL ................................................................................69
3
Obsah 2. dílu.....................................................................................................................................................71
7373
4
7474

1 Rádiové přijímače

Transkript

Podobné dokumenty

Střední průmyslová škola elektrotechnická

Technika - Radiozurnal.sk

Koherentní demodulace a její využití v měřicí technice Teorie

Typické otázky v písemném přijímacím testu

elektrolytické kondenzátory smd

České akustické společnosti ročník 11, číslo 4 prosinec 2005 Obsah

Kanálové jednotky standardní

Přesné měření délek pomocí laserové interferometrie

EP2300 (Rev 0) www.antech.cz 1

Elektronika4-1

Provoz distribučních soustav - Katedra elektroenergetiky