5. výkonové zesilovače a servozesilovače s pwm modulací

5.
VÝKONOVÉ ZESILOVAČE A SERVOZESILOVAČE S PWM
MODULACÍ
5.1
Úvod
Převážná část aplikací řídící techniky vyžaduje konstrukci výkonových akčních členů
ve velmi širokém rozsahu požadovaných výkonů. Zatímco řízení výkonů do cca 102 W lze
celkem bez potíží realizovat lineárními zesilovači ve třídě A, AB nebo B, řízení výkonů
vyšších je tímto způsobem nehospodárné. Řízení výkonů nad cca 102W se proto téměř
výhradně provádí pomocí zesilovačů, ve kterých tranzistory či jiné výkonové prvky pracují v
režimu spínačů s vhodnou pulzní modulací. Nejčastěji se používá tzv. pulzní šířková
modulace (PWM - pulse width modulation) a zesilovače pracující s touto modulací se
používají pro řízení ss i st servomotorů, třífázových indukčních motorů, jsou základní
součástí impulsních napájecích zdrojů a spektrum jejich použití se zejména v posledním
období velmi rychle rozšiřuje.
Základem popisovaného zesilovače nebo servozesilovače je vždy PW modulátor, na
jehož vstupu je řídicí signál a na jeho výstupu je modulovaný signál, kterým se přímo ovládá
výkonový spínač nebo soustava spínačů. V roli výkonového spínače může být v dnešní době
velmi pestrý výběr možných typů. Nejčastěji se jedná o BJT (bipolar junction transistor),
MOSFET, IGBT (insulated gate bipolar transistor), GTO (gate turn off thyristor) a pod.
Výkonové spínače vyjmenovaných typů jsou buď samostatné nebo se vyrábějí ve formě
výkonového bloku obsahujícího úplné výkonové propojení všech použitých spínačů. V
některých případech výkonový blok obsahuje veškeré obvody příslušných předzesilovačů.
V této měřicí úloze se zaměříme pouze na řízení výkonů ss. servomotorů, měřené
zapojení lze však velmi jednoduše upravit i pro řízení střídavých zátěží .
5.2
PW modulace
Signál, který převádíme na PWM může být buď analogový (obvykle napětí nebo
proud) a nebo číslicový s délkou slova podle požadované přesnosti. Převodník U/PWM se
obvykle nazývá PW modulátor. Takový modulátor obsahuje obvykle několik operačních
zesilovačů, jejichž zapojení se modifikuje podle požadavků na řízení. Řízení může být buď
jednokvadrantové, dvoukvadrantové nebo čtyřkvadrantové. Každý typ řízení vyžaduje určitý
typ PW modulace. Zvláštní kapitolu tvoří ty aplikace, kde řídicí signál PWM vzniká v
číslicových nebo mikropočítačových obvodech. V těchto případech je zbytečné vytvářet
převody D/A a posléze A/PWM. Je-li vstupem číslo, pak převod číslo/PWM je úloha pro
programovatelné časovače, které jsou obvykle součástí mikropočítače. Některé jednočipové
mikropočítače již mají převod číslo/PWM jako hardwarové vybavení. V této úloze však
předpokládejme, že vstupem PWM zesilovače je napětí.
5.2.1 PW modulátor
Základní princip PW modulátoru je naznačen obr. 5. 1. Generátor trojúhelníkového
napětí Uft s amplitudou Uftmax má frekvenci fop. Napětí Ui je napětí řídicí. Rozsah řídicího
napětí je závislý na typu použité PW modulace. Pro jednokvadrantové řízení se používá
obvykle unipolární modulace .
51
V tom případě je vstupní rozsah napětí dán: 0 ☯U i ☯U i max , kde U i max = U ft max .
Uft
PWM
+
řídicí napětí Ui
Obr. 5. 1 Základní princip PW modulatoru
Výstupem PW modulátoru je impulsní napětí, které ovládá výkonový spínač zesilovače.
Nejjednodušší unipolární modulace se uplatní u jednokvadrantového řízení podle
obr.5.2 .Při jednokvadrantovém řízení je spínač v sérii se zátěží. Lze řídit přívod energie do
zátěže, např. do motoru, nelze však ovládat brždění motoru. Používá se pouze pro
nejjednodušší aplikace. Příklad zesilovače s jednokvadrantovým řízením je na obr.5.2 .Na
vstup PW modulátoru se přivádí řídicí napětí v rozsahu: 0 ☯U i ☯U i max .Vlastní frekvence
1
PW modulátoru dána: f op = T max ,aktivní část periody se mění v rozsahu:
Délka aktivní části periody je dána vztahem: T i = K 1 U i
proud I k
+ Ub
= f(t)
proud I ak
1
L
D
I ak
Ui
U im
Ui
0 ☯T i ☯T max .
R
0
Ik
Tr
PWM
vede
t
[ V]
vede
D
Tr
Tm
Ti
Tm
Tr
Tr
D
Ti
Tm
Ti
D
Tr
Ti
Tm
t
Obr. 5. 2 Jednokvadrantové řízení s unipolární PW modulací
Poznamenejme, že zesilovač musí být doplněn o antiparalelně zapojenou diodu
(záchytná dioda, rekuperační dioda, nulová dioda), zabezpečující nepřerušený proud L,R
zátěže v okamžiku vypnutí spínače. Na diodu jsou požadavky:
I AKMAX = I KMAX
a t dON
52
t trOFF
5.2.2 Dvoukvadrantové řízení
Jednokvadrantové řízení motorů neumožňuje řízení při rekuperaci či brždění. Tento
nedostatek odstraňuje dvoukvadrantové řízení. Příkladem takového řízení je např. zapojení
na obr. 5.3. Existuje několik možností řízení v tomto zapojení. Předpokládáme-li, že zátěž
L,R představuje ss. motor, pak jedna z možností řízení je přivedení unipolární modulace
podle obr. 5.2 na vstup PWM1 a trvalé rozepnutí tranzistoru T2. V tomto kvadrantu pracuje
zátěž v motorovém provozu. Změní-li se znaménko zátěže a motor se stane generátorem,
pracuje zapojení v druhém kvadrantu. Tranzistor T1 bude v tomto případě trvale rozepnutý a
na T2 se bude přivádět modulace PWM2, která zabezpečí řízené brždění. Kombinací řízení
je více. Např. často se používá řízení, kdy platí: PWM1 = PWM2 . V takovém případě se
však použije bipolární PW modulace, která převádí na PWM obě polarity vstupního signálu
Ui . Zapojení na obr. 5.3 je univerzální a jeho použití není omezeno pro řízení pouze motorů.
Je základem různých typů střídačů a způsob řízení na vstupech PWM1 a PWM2 se liší
případ od případu. Jako případ často používaný i pro dvoukvadrantové řízení si ukážeme
princip PW modulace pro bipolární operace. Způsob této modulace je na obr. 5.4 . Její
využití se ovšem nejvíce uplatní u řízení čtyřkvadrantového, které má nejbohatší možnosti
použití.
+ Ub
PWM1
PWM2
T1
T2
L
R
Obr. 5.3 Dvoukvadrantové řízení
Při této modulaci je charakteristická střída impulsů = 1 při nulovém řídicím napětí. Význam
této vlastnosti ukážeme při činnosti servozesilovače ve čtyřkvadrantovém uspořádání.
5.2.3
Čtyřkvadrantové řízení
Čtyřkvadrantové řízení umožňuje řízení motoru pro oba směry otáčení, umožňuje
rekuperaci do sítě a řízené brzdění . Je to tedy technika, nezbytné pro řízení servomotorů a
základní princip bipolární modulace je na obr. 5.4. Principiální zapojení nejčastěji
používaného zapojení silové části PWM servozesilovače je na obr. 5.5 . Spínače 1-4 jsou
obvykle nahrazeny spínacími tranzistory, nejčastěji typu MOSFET pro proudy do cca 50A.
Pro vyšší proudy (50 - 500A) , napětí řádu stovek V a vysoké spínací rychlosti se používají
stále více tranzistory IGBT. Běžně se pro řízení používá modulace pro bipolární operace
podle obr. 5.4. Ve smyslu označení na obr. 5.5 jsou spínače řízeny:
1 , 4 - PWM1
2 , 3 - PWM2
53
Ui
Uft (V )
Uft
Ui
0
t
Top
Ti
Ti
PWM 1
PWM 2
t
Obr. 5.4 Princip
servomechanizmů.
bipolární
modulace
PWM
polohových
i
rychlostních
Jestliže je řídicí napětí Ui = 0, pak přesně po dobu jedné půlperiody se na motor
přivádí jedna polarita a po dobu druhé půlperiody polarita opačná. Střední hodnota napětí na
zátěži je rovna nule, motor se netočí, ale efektivní hodnota napětí na zátěži je nenulová.
Jouleovo teplo, které tímto vzniká se musí odvádět. Pokud je takové řízení uplatňováno u
polohových servomechanizmů, musí být konstrukce motoru tomuto provozu přizpůsobena.
+Ub
3
1
2
4
GND
Obr. 5.5 Zapojení pro čtyřkvadrantové řízení
54
V případech, kdy nelze použít popisovaný typ PW modulace, je možno použít upravené
unipolární modulace, která zajišťuje při Ui = 0 nulovou střední i efektivní hodnotu napětí na
zátěži. Princip takové modulace je znázorněn na obr. 5.6.
Umod
t
0
Ui
0
t
Ui
t
0
signUi
t
0
PWM
Ti
Ti
Ti
t
t
Obr. 5.6 Unipolární modulace PWM pro čtyřkvadrantové operace
Všechny dosud popsané typy modulace PWM lze vyjářit jejich statickými charakteristikami,
jak znázorňuje obr. 5.7.
Ti
1
unipol.. 4 kvadr .
T m ax
bipol. 4 kv.
0 ,5
uni. 1 kv.
Ui
U im ax
-1
0
+ 1
Obr. 5.7 Statické charakteristiky používaných typů modulací PWM
5.3
Obecné čtyřkvadrantové řízení
Řízení ss. motorů se zapojením podle obr. 5.5 lze zobecnit a vymezit sekvenci
spínání jednotlivých spínačů ve všech čtyřech kvadrantech. Pro takové řízení je nezbytné
každý spínač doplnit o antiparalelní diodu. Diody velmi často bývají naintegrovány na
stejném čipu jako vlastní spínač. Zejména v poslední době přední světové firmy vyrábějí
55
různé varianty spínačů podle obr. 5.5 jako jedinou součástku, která se ovládá logickými
signály pro jednotlivé spínače. Způsob ovládání jednotlivých spínačů v příslušných
kvadrantech pro obecné řízení, zahrnující řízení vpřed, vzad a rovněž rekuperaci nebo řízené
brždění pro oba směry zachycuje obr. 5.8.
Zapojení podle obr. 5.5 je univerzální zapojení , které umožňuje řízení nejenom ss
zátěže, ale i zátěže střídavé. Řízení st. jednofázových servomotorků typu Ferraris např.
vyžaduje pouze jiný algoritmus spínání jednotlivých spínačů můstku. Společným problémem
pro všechny aplikace je vyloučení tzv. prohoření spínačů jedné větve můstku. Tento problém
může nastat při přechodovém ději , kdy jeden spínač z dvojice vypne a druhý současně zapne.
Pokud doby sepnutí a rozepnutí obou spínačů jsou výrazně odlišné, dojde v takovém případě
při přepínání k proudové špičce. Ta může ohrozit mnohé součástky zapojení. U
průmyslových aplikací tohoto druhu se do přepínání vkládá jisté malé zpoždění (dead time)
pro vyloučení popisovaného jevu.
I. kvadrant
II. kvadrant
motorový režim
generátorový režim (rekuperace)
+Ub
on
1
D1
2
2
D3
2
T3
T1
3
11
2
2
SM
+
off
1
+Ub
2
T2
3
D2
2
1
3
1
PWM
PWM
2
T1
3
T4
D4
1
2
PWM
1
PWM1
3
1
2
T2
3
D3
D1
2
T3
11
2
SM
+
-
2
1
2
-
2
D2
1
2
1
off
3
T4
D4
1
2
off
2
1
3
1
PWM = 0
PWM = 1
IV. kvadrant
III. kvadrant
generátorový režim (rekuperace)
motorový režim
+Ub
PWM1
2
2
T1
3
2
T2
3
D3
D1
2
T3
11
-
2
D2
1
2
SM
+
PWM1
+Ub
1
2
on
1
off
1
3
2
2
T4
2
3
off
1
off
1
11
2
T2
2
D2
D4
1
3
3
2
SM
-
T3
1
2
D4
1
Obr. 5.8 Obecné řízení zátěže ve čtyřkvadrantovém režimu.
56
2
T1
+
2
D3
D1
1
2
1
PWM
1
PWM
3
T4
2
3
5.4
POPIS ZAPOJENÍ MĚŘICÍHO PŘÍPRAVKU
Přípravek je rozdělen na dvě základní části. Jednu část tvoří řídicí jednotka,
obsahující PW modulátor s příslušnými obvody pro bipolární i unipolární modulace (obr. 5.9
a obr.5.10). Druhá část přípravku obsahuje logiku řízení a výkonové obvody (obr. 5.12)
obsažené v řízeném můstku L6203.
Řídicí část obsahuje především generátor trojúhelníkového napětí. Generátor vznikne
propojením výstupu operačního zesilovače U1a zapojeného jako neinverující integrátor typu
Howland se vstupem operačního zesilovače U1b, který je zapojen jako invertující komparátor
s hysterezí. Výstup komparátoru je propojen se vstupem neinvertujícího integrátoru. Změnu
vlastní frekvence generátoru je možno dosáhnout změnou kapacity integračního
kondenzátoru C1. Hystereze komparátoru je plynule nastavitelná rezistorem R6 (nastavení
má pochopitelně rovněž zásadní vliv i na vlastní frekvenci modulátoru). Schéma zapojení na
obr. 5.9 a obr 5.10 se liší pouze o diodu D1 a rozsah řídicích napětí.
R6
R1
1
R2
2
1
10k
12
12
R5
1
2
13
+
-
U1b
14
Uo
10k
R4
1
1
2
C1
2
10k
1
Umod
1
Ui
R8 100k
2
12
2
13
+
-
U1c
PWM'
14
R9 100k
3
2
R10
2
10k
14
+
2
+5V
1
2
U1a
R3
10k
R7
3
10k
13
1
2
1
12
13
+
-
U1d signUi'
14
-5V
1
obr. 5.9 Zapojení řídicí části pro symetrické řídicí napětí
57
R6
R1
1
R2
2
1
R7
3
2
10k
2
10k
U1a
13
R3
1
1
10k
1
C1
2
13
10k
R4
2
12
R5
14
+
12
+
-
U1b
D1
Uo
14
1
R8
2
10k
1
2
Umod
100k
Ui
R9
2
12
13
1
+
-
2
PWM'
14
U1c
100k
ABSOLUTNÍ HODNOTA U
+5V
12
3
13
Ui
2
R10
1
2
10k
1
2
1
+
-
signUi'
14
U1d
-5V
1
Obr. 5.10 Zapojení řídicí části pro nesymetrické řídicí napětí
Dioda D1 ve zpětné vazbě komparátoru umožňuje zásadně měnit statickou
charakteristiku komparátoru. Tři kombinace připojení diody vytvářejí tři různé statické
charakteristiky a tím i tři typy trojúhelníkového výstupního napětí podle obr. 5.11.
bez diody ( obr.5.9 )
s diodou ( obr.5 .1 0)
zapojenou obráceně
s diodou ( obr.5 .1 0)
Uo
Uo
0
Uo
0
0
U mod
Umod
U
U mod
U
t
0
a)
U
t
0
b)
t
0
c)
Obr. 5.11 Vliv různě zapojené diody u komparátoru (U1b) na výstupní trojúhelníkové
napětí modulátoru Umod
58
Vlastní PW modulace vzniká na komparátoru (U1c) porovnáním napětí U s řídicím
napětím Ui.Výstupní napětí modulátoru je označeno PWM’, má obdélníkový průběh a jeho
amplituda je omezena saturačním napětím komparátoru U1c. Protože řízený můstek L6203
vyžaduje řídící napětí úrovně TTL, je nutno výstupní napětí modulátoru upravit na logickou
úroveň TTL. Příslušné převodníky jsou součástí výkonové části přípravku.
Pokud zapojíme převodník podle obr. 5.9, výstupní signál PWM’ obsahuje veškeré
informace pro čtyřkvadrantové řízení s bipolární modulací a vstupní napětí může dosahovat
hodnot − U ≤ U i ≤ +U .Výstup komparátoru U1d informuje o polaritě řídícího napětí Ui a
pro tuto aplikaci jej nemusíme zapojovat.
Při zapojení podle obr. 5.10 přivádíme řídící napětí na obvod “absolutní hodnota U” .
Na vlastním vstupu modulátoru bude napětí v rozsahu 0 ≤ U i ≤ +U . Diodou D1 je změněna
hysterese komparátoru podle obr. 5.11b. Se zapojením lze modelovat řízení
jednokvadrantové i vícekvadrantové a přitom využijeme obou signálů (PWM’ a SIGNUi).
Způsob zapojení bude popsán níže.
5.4.1 Výkonová část servozesilovače
Výkonová část je tvořena řízeným můstkem L6203 zapojeným podle schéma na
obr.5.12. Protože tento můstek nemá vyveden výstup SENSE pro každou větev můstku, byly
z důvodu možnosti sledování průběhu proudu v obou větvích použity dva můstky a z
každého můstku byla použita pouze jedna větev spínačů, jak ukazuje celkové zapojení
výkonové části přípravku podle obr. 5.12. Nejprve se však s pomocí obr. 5.13 seznámíme s
vnitřním zapojením můstku L6203.
Můstek L6203obsahuje veškeré budící obvody a čtyři výkonové spínače pro spínání proudů
zátěže do 5A. Pro buzení horních tranzistorů obou větví je použita nábojová pumpa, která
umožňuje funkci nejen při periodickém režimu práce tak, jak je běžné u většiny podobných
výkonových budičů, ale umožňuje i jejich statické řízení. Budič zajišťuje optimální buzení s
velmi malým vnitřním odporem a proto výkonové spínače mají velmi dobré dynamické
vlastnosti.
Vstup Enable je výběrový signál pro celý budící obvod .V mnoha zapojeních se tento signál
používá pro odpojování zátěže při nadproudu nebo při výskytu jiných poruch.
V následujícím textu popíšeme základní vlastnosti tohoto poměrně populárního řícícího
obvodu pro spínání zátěže do proudu 5 A.
59
+24V
+5V
3
OUT
2
U1
LM7805CT
F1
3.15A
1
IN
1
GND
R1
2
1
2
200n
10
+5V
11
INP1
12
BOOT1
IN1
OUT2
IN2
BOOT2
1
17
2
C3
1
10n
R2
2
C4
1
56n
2
1
10J
2
18
10n
17
16
16
15
15
Vref
OUT1
ENABLE
OUT2
IN1
BOOT2
IN2
GND
10
10
M2
1
12
2
PROUD B
R6 1k
0J47
2
1
1
Logické funkce
U4A
2
Převodník na úroveň TTL
+5V
D2
R7
2
1 2
1
INP2
2
2
M1
2
200n
+5V
11
1
R5
0J47
1
R4
13
14
14
2
1k
PWM'
C5
BOOT1
GND
13
R3
18
SENSE
OUT1
SENSE
ENABLE
1
PROUD A
C2
Vref
D1
LED
L6203
2
10
U3
+Vs
2
+Vs
C1
1
L6203
19
19
U2
1
1k
1k
1
3
2
PWM
74ALS00
D3
U4B
4
6
1
5
74ALS00
2
R8
1
2
1k
9
8
10
74ALS00
signUi
1 2
signUi'
U4C
+5V
D4
U4D
D5
12
11
13
1
74ALS00
Obr. 5.12 Schéma zapojení výkonové části přípravku
Vstupy
PWM
0
1
0
1
signUi
0
0
1
1
I.kvadrant
INP1
0
1
0
1
(unipolar)
INP2
0
0
0
0
IV. kvadr.
INP1
1
1
0
1
(unipolar)
INP2
0
1
1
1
IV. kvadr.
INP1
0
1
0
1
(bipolar)
INP2
1
0
1
0
Tab.5.1 Pravdivostní tabulky logických funkcí pro různé typy PWM modulace s
obvodem L6203
60
Obr. 5.13 Principiální schéma vnitřního uspořádání můstku L6203
5.4.2 Popis řízeného můstku L 6203
Základní charakteristiky:
napájecí napětí do 48V
maximální špičkový proud 5A
efektivní proud 4A
ochrana proti zkratu
řízení kompatibilní s TTL logikou
vnitřní napájení logiky
teplotní ochrana
vysoká účinnost
5.4.2.1 Popis vývodů řízeného můstku L 6203
SENSE
ENABLE
GND
IN1
IN2
OUT1
OUT2
BOOT1,BOOT2
Uref
dolní výstup můstku pro snímání proudu
uvolnění činnosti. Při úrovni H na vstupu ENABLE je povolena
příslušná činnost můstku v závislosti na vstupech IN1 a IN2
společná zem
číslicový vstup pro řízení jedné poloviny můstku
číslicový vstup pro řízení druhé poloviny můstku
výstup první poloviny můstku
výstup druhé poloviny můstku
vstup pro zavedení zpětné vazby typu boostrap pro zvýšení
účinnosti řízení horních tranzistorů
vnitřní zdroj referenčního napětí
5.4.3 Propojovací možnosti výkonové části přípravku
61
Přípravek je sestaven dvojicí obvodů L6203. Používáme pouze levou větev každého
můstku a její řízení je označeno vstupem INP1 a INP2. Vstupem do přípravku jsou signály
PWM’ a SIGNUi’, které převedeme na signály PWM , SIGNUi s logickými úrovněmi TTL.
Pravdivostní tabulka podle tab.1 ukazuje požadovanou logickou funkci pro různé typy PWM.
Příslušné logické funkce pro tři základní typy PWM lze realizovat pomocí bloku “logické
funkce” . Sortiment 4 hradel NAND pro všechny tři typy modulace je postačující . Výstupní
svorky Proud A , Proud B umožňují měření proudu v obou větvích proti společné zemi.
Přípravek je napájen ze zdroje 24V ss s nastavitelným proudovým omezením 3 A, abychom
nemuseli toto základní měření komplikovat dalšími systémy proudových ochran. Napájení
vnitřní logiky přípravku je odvozeno od napájecího napětí +24V
5.5
Domácí příprava
A- Seznamte se se základními principy jedno i vícekvadrantového řízení.
B- Vypočtěte hodnoty kapacity C1 a rezistoru R6 v řídící části přípravku podle obr. 5.9 a
obr.5.10 tak, aby opakovací frekvence PW modulátoru byla v obou případech cca 5 kHz
(t.j. pro případ zapojení řídícího napětí Ui přímo na vstup modulátoru i pro případ
zapojení řídícího napětí Ui přes obvod “absolutní hodnota”. Rozkmit napětí na výstupu
integrátoru je v jednom případě 0V ≤ U ≤ +5V a v druhém případě − 5V ≤ U ≤ +5V .
Předpokládejte saturační napětí OZ U1b cca ± 7V .
C- Navrhněte a nakreslete do sešitu propojení řídicí a výkonové části přípravku pro
motorový režim řízení podle obr. 5.8 . Podle tab.5.1 navrhněte pro tři typy PWM logické
funkce řízení vstupů INP1 a INP2 a nakreslete jejich realizaci pomocí prvků bloku
“logické funkce”.
5.6
ÚKOLY MĚŘENÍ
1. Zapojte řídící část servozesilovače pro unipolární modulaci (obr. 5.10) a nastavte tak, aby
PWM převodník pracoval v rozsahu 0 ☯ U i ☯ + 5 V
2. Ověřte parametry PWM při nastavení řídicí části podle předchozího bodu úkolů měření a
bodu B domácí přípravy
3. Na výstupu PWM’ změřte linearitu převodu,Ti = f (ui ) kde Ti je délka impulsu.
4. Propojte řídicí a výkonovou část přípravku pro jednokvadrantové řízení (unipolární podle
tab.5.1) a na výstup výkonové části připojte odporovou zátěž.(svorky M1, M2). Ověřte
linearitu celého zesilovače.
5. Na osciloskopu sledujte typický průběh proudu zátěže v celém rozsahu Ui snímaný na
výstupu “proud A (event. B)”. Zakreslete v měřítku alespoň jeden z průběhů a objasněte
vznik jeho tvaru.
6. Místo zatěžovacího odporu zapojte motor. Ověřte funkci řízení (lépe řečeno - ovládání)
jeho otáček. Opakujte měření z předchozího bodu 5.
62
7. Propojte řídící a výkonovou část přípravku pro čtyřkvadrantové řízení (unipolární podle
tab.5. 1) a pro obě polarity řídího napětí v rozsahu − 5V ≤ Ui ≤ +5V zopakujte měření
podle bodu 3, 5, 6
8. Nastavte řídící část přípravku podle obr. 5.9 pro bipolární PWM, propojte s výkonovou
částí s nastavenou logikou pro čtyřkvadrantové řízení (viz. Tab. 5.1). Ověřte funkci s
odporovou zátěží. Změřte závislost střední hodnoty proudu odporovou zátěží IZ = f(Ui) v
celém rozsahu.
9. Připojte motor a ověřte opět funkci řízení otáček.
10. Nakreslete (v měřítku) několik typických průběhů proudů pro kladné i záporné hodnoty
Ui pro oba případy zátěže a pokuste se objasnit vznik jejich tvaru.
5.7
POKYNY PRO MĚŘENÍ
Pro veškerá měření používejte napájecí zdroj Aritma s proudovým omezením 2A . Při
propojování řídicí a výkonové části vypněte napájení. Pokud se při provozu na napájecím
zdroji rozsvítí indikátor přetížení, vypněte okamžitě napájecí zdroj a hledejte chybu zapojení.
5.8
LITERATURA
[5.1] Vysoký O.: Některé možnosti konstrukce akčních členů mikropoč. regulátorů I a II
Sdělovací technika 4/1985, 5/1985, Praha
[5.2] Katalog obvodů firmy SGS Thomson
[5.3] Vysoký O.: Elektronické systémy II, skripta ČVUT Praha 1997
[5.4] Boss B. K.: Modern Power Electronics , IEEE Press 1992
63