Nové technologie mobilních komunikací

Transkript

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ
VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ
Nové technologie mobilních komunikací
pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO
Garant předmětu:
prof. Ing. Stanislav Hanus, CSc.
Autor textu:
BRNO * 2013
Vznik těchto skript byl podpořen projektem č. CZ.1.07/2.2.00/28.0062
Evropského sociálního fondu a státním rozpočtem České republiky.
FEKT Vysokého učení technického v Brně
2
Autor
Název
Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku
VUT a VŠB-TUO
Vydavatel
Vysoké učení technické v Brně
Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií
Ústav telekomunikací
Technická 12, 612 00 Brno
Vydání
první
Rok vydání
2013
Náklad
elektronicky
ISBN
978-80-214-4824-7
Tato publikace neprošla redakční ani jazykovou úpravou.
Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO
3
Obsah
1
ÚVOD ................................................................................................................................. 5
2
SYSTÉM UMTS ................................................................................................................ 7
2.1 ÚVOD............................................................................................................................... 7
2.2 KMITOČTOVÁ PÁSMA ....................................................................................................... 8
2.3 ARCHITEKTURA SYSTÉMU................................................................................................ 9
2.3.1
Základní modely ........................................................................................... 9
2.3.2
Rádiová přístupová síť ............................................................................... 11
2.3.3
Mobilní stanice systému UMTS ................................................................. 13
2.4 HLAVNÍ ZMĚNY U SYSTÉMU UMTS OPROTI SYSTÉMU GSM .......................................... 14
2.4.1
Makrodiverzita ........................................................................................... 14
2.4.2
Přijímač RAKE .......................................................................................... 15
2.4.3
Procedury při handoveru ........................................................................... 16
2.4.4
Dýchání buňky ........................................................................................... 17
2.4.5
Kódování řečových signálů ........................................................................ 18
2.5 PŘÍSTUPOVÉ TECHNIKY .................................................................................................. 19
2.5.1
Modulační technika FH-SS ........................................................................ 20
2.5.2
Modulační technika DS-SS ........................................................................ 20
2.5.3
Základní charakteristika systému s rozprostřeným spektrem .................... 21
2.5.4
Výhody systémů s rozprostřeným spektrem ............................................... 22
2.6 ZPRACOVÁNÍ A PŘENOS SIGNÁLŮ ................................................................................... 22
2.6.1
Walshovy funkce a sekvence ...................................................................... 23
2.6.2
Pseudonáhodné sekvence ........................................................................... 33
2.6.3
Rozprostírání signálu ................................................................................. 35
2.6.4
Derozprostírání signálu ............................................................................. 39
2.6.5
Autokorelační vlastnosti používaných kódů ............................................... 41
2.6.6
Přenos signálu v UTRAN FDD .................................................................. 42
2.7 POUŽÍVANÉ KANÁLY...................................................................................................... 45
2.7.1
Logické kanály ........................................................................................... 45
2.7.2
Transportní kanály ..................................................................................... 46
2.7.3
Mapování logických kanálů ....................................................................... 47
2.7.4
Přenos dat v transportních kanálech ......................................................... 48
2.7.5
Fyzické kanály............................................................................................ 50
2.8 HLAVNÍ FUNKCE FYZICKÉ VRSTVY................................................................................. 52
2.8.1
Kanálové kódování .................................................................................... 52
2.8.2
Multiplexování transportních kanálů......................................................... 53
2.8.3
Mapování transportních kanálů do fyzických kanálů ................................ 54
2.8.4
Rozprostírání signálu a modulace ............................................................. 57
2.8.5
Řízení výkonu ............................................................................................. 58
3
VÝVOJ SYSTÉMU UMTS ............................................................................................ 61
3.1
3.2
3.3
3.4
3.5
4
ÚVOD............................................................................................................................. 61
RELEASE 4 ..................................................................................................................... 61
RELEASE 5, HSDPA ...................................................................................................... 62
RELEASE 6, HSUPA ...................................................................................................... 63
RELEASE 7, HSPA+ ....................................................................................................... 64
SYSTÉM LTE.................................................................................................................. 68
4
4.1 ARCHITEKTURA SYSTÉMU ............................................................................................. 68
4.1.1
Přístupová síť E-UTRAN ........................................................................... 68
4.1.2
Páteřní síť EPC ......................................................................................... 69
4.1.3
Uživatelské zařízení UE ............................................................................ 69
4.2 FYZICKÁ VRSTVA SYSTÉMU LTE .................................................................................. 71
4.2.1
Kmitočtová pásma ..................................................................................... 71
4.2.2
Duplexní přenos ........................................................................................ 72
4.2.3
Rádiové kanály .......................................................................................... 72
4.2.4
Rámcová a bloková struktura .................................................................... 73
4.3 DOWNLINK E-UTRAN ................................................................................................. 76
4.4 UPLINK E-UTRAN ....................................................................................................... 80
4.5 TECHNIKA MIMO V SYSTÉMU LTE .............................................................................. 82
4.6 VÝKONNOST E-UTRAN V DOWNLINKU ........................................................................ 82
5
SYSTÉM LTE-ADVANCED ..........................................................................................84
6
NOVÉ LABORATORNÍ ÚLOHY .................................................................................86
6.1 MĚŘENÍ ZÁKLADNÍCH PARAMETRŮ SYSTÉMŮ BLUETOOTH A WIFI ............................... 86
6.1.1
Zadání........................................................................................................ 86
6.1.2
Úvod .......................................................................................................... 86
6.1.3
Postup měření ............................................................................................ 87
6.1.4
Použité přístroje a pomůcky ...................................................................... 90
6.2 ROMES – PROGRAM PRO TESTOVÁNÍ MOBILNÍCH SÍTÍ .................................................. 90
6.2.1
Zadání : ..................................................................................................... 90
6.2.2
Úvod .......................................................................................................... 90
6.2.3
Postup měření ............................................................................................ 91
6.2.4
Použité přístroje a pomůcky ...................................................................... 95
6.2.5
Stručný návod k programu ROMES .......................................................... 95
6.2.6
Význam vybraných zpráv 3. vrstvy a vybraných zkratek ........................... 98
7
SEZNAM POUŽITÉ LITERATURY ..........................................................................100
5
1 Úvod
Počátky mobilních komunikací spadají do období 80. let minulého století. Podnětem
k vytvoření prvního analogového mobilního systému v Evropě byla tehdy velice rozšířená
bezdrátová rádiová komunikace mezi rybářskými loděmi a pobřežím, především ve
skandinávských zemích.
První mobilní analogový systém s označením NMT 450 (Nordic Mobile Telephone) byl
vyvinut ve Švédsku, kde byla také v říjnu 1981 spuštěna první analogová buňková síť NMT
450, pracující v kmitočtovém pásmu 450 MHz. Postupně byl systém NMT 450 zaveden
v Norsku, Finsku, Dánsku a následně se rozšířil i do dalších zemí Evropy, včetně
Československa, kde byla mobilní síť NMT 450 spuštěna v roce 1991. Výrazné rozšíření
kapacity sítě umožnil systém NMT 900, vyvinutý v roce 1986, který využíval kmitočtové
pásmo 900 MHz.
Některé evropské země vyvinuly vlastní mobilní systémy, například Velká Británie
systém TACS (Total Access Communication System), Německo a Rakousko systém C-Netz
(Cellular Network), Francie systém RadioCom 2000 a Itálie systém RTMS (Radio Telephone
Mobile System). Nevýhodou uvedených systémů byla poměrně malá kapacita mobilní sítě a
především jejich vzájemná nekompatibilita, což výrazně omezovalo mezinárodní roaming.
Podobným způsobem se vyvíjely i mobilní systémy ve světě. První analogový systém
v USA měl označení AMPS (Advanced Mobile Phone System) a jeho vývoj byl dokončen
v roce 1978. Buňková síť AMPS byla spuštěna v roce 1983. V Japonsku byla první buňková
analogová síť spuštěna již v roce 1979 a využívala systém s označením NTT (Nippon
Telegraph and Telephone). Analogové mobilní systémy se označují jako systémy první
generace (1G).
První digitální mobilní systém v Evropě vyvinula skupina GSM (Groupe Spécial
Mobile), která byla v roce 1982 založena Evropskou komisí pro pošty a telekomunikace
CEPT. Digitální buňková síť s označením GSM pracovala původně pouze v kmitočtovém
pásmu 900 MHz. Později byla systému GSM vyhrazena i další kmitočtová pásma, z nichž
jsou dosud nejužívanější pásma 1800 MHz a 1900 MHz. Systém GSM se rozšířil do celé
Evropy i do některých částí světa. V USA byl systém GSM zaveden od roku 1995 pod
označením PCS 1900 (Personal Communications System).
Vývoj digitálních buňkových systémů probíhal i ve světě. První digitální systém v USA
s označením IS-54 (Interim Standard) byl spuštěn v roce 1991. V roce 1993 byl spuštěn
systém IS-95, který jako první komerční mobilní systém využíval techniku mnohonásobného
přístupu CDMA (Code Division Multiple Access). Tento systém s rozprostřeným spektrem
bylo možné provozovat ve stejném kmitočtovém pásmu, v jakém pracoval analogový systém
AMPS i klasický digitální systém IS-54. V Japonsku byly v 90. letech zavedeny digitální
buňkové systémy IS-95 a PDC (Personal Digital Cellular). Digitální mobilní systémy jsou
označovány jako systémy 2. generace (2G).
Významným mezníkem ve vývoji mobilních systémů bylo zavedení paketového
přenosu. Systémy GPRS (General Packet Radio Service) a později EDGE (Enhanced Data
Rates for Global Evolution) implementované do systému GSM umožnily výrazné rozšíření
jeho využití především pro datové přenosy, které tak mohly být využívány pro mobilní přístup
k síti Internet. Tyto systémy jsou označovány 2,5G.
6
Rozvoj multimediálních technologií a snaha o vytvoření jednotného celosvětového
systému (tzv. systém třetí generace - 3G), který by umožňoval globální roaming
s definovanými službami, vedly k zahájení vývoje systému FPLMTS (Future Public Land
Mobile Telecommunication System), prováděném pod záštitou ITU (International
Telecommunication Union). Celosvětová konference WARC (World Administrative Radio
Conference), pořádaná v roce 1992, přidělila tomuto systému dokonce i kmitočtová pásma,
včetně segmentu pro satelitní komunikaci. Nakonec ITU vývoj tohoto systému přerušila,
protože nebylo možné zajistit využití vybraných kmitočtových pásem ve všech zemích světa
(například v USA byla většina těchto pásem alokována operátory systému PCS 1900 apod.).
Proto ITU schválila skupinu standardů 3G s označením IMT-2000 (International Mobile
Telecommunications for the year 2000), které umožňovaly mobilní připojení s přenosovou
rychlostí až 2 Mbit/s a podporu přenosu multimediálních signálů, tedy řeči, obrazu, videa a
dat, a to s různou úrovní interaktivity. Pokud mobilní uživatelské zařízení bude schopné
komunikovat podle těchto standardů, bude možné realizovat i původně zamýšlený globální
roaming. Skupina IMT-2000 obsahuje následující standardy:
 W-CDMA: Evropsko-japonský standard, v Evropě označovaný UMTS.
 CDMA2000: Vyvinutý společností Qualcomm v USA, nekompatibilní s UMTS.
 DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunications): Standard pro bezdrátové mobilní
telefony v kmitočtovém pásmu 1900 MHz.
 UWC-136 – Nástupce standardu IS-136, vyvinutý v souladu s EDGE.
 TD-CDMA / TD-SCDMA: Standard TD-CDMA byl vyvinutý společností Siemens.
Společnost IPWireless prosadila jeho využívání v systému UMTS TDD. Standard
TD-SCDMA byl vyvinutý čínskou akademií telekomunikačních technologií.
 Mobilní WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access): do skupiny zařazen
až v roce 2007.
Uvedené standardy se staly základem pro vývoj všech nových mobilních systémů.
V Evropě užívaný systém UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) byl vyvíjen
již od roku 1990 organizací ETSI (European Telecommunications Standard Institute). V roce
1998 převzala vývoj skupina 3GPP (3rd Generation Partnership Project), která je
mezinárodním sdružením mobilních operátorů, výrobců a dodavatelů mobilních technologií.
Zavedením systémů 3G však další vývoj celoplošných mobilních
nekončí. Naopak prudký rozvoj všech odvětví radioelektroniky,
mikroelektroniky a elektrotechnologie vede k tomu, že jsou vyvíjeny
celoplošné mobilní systémy umožňující dosažení vyšších přenosových
a vyšší kvality poskytovaných služeb.
systémů zdaleka
telekomunikací,
stále výkonnější
rychlostí signálu
Následující text je proto věnován systému UMTS a jeho dalšímu vývoji, který přes
systémy HSDPA, HSUPA a HSPA+ dospěl v současné době až k systému LTE (Long Term
Evolution). Po zavedení celoplošného mobilního systému LTE mohou uživatelé komunikovat
s přenosovou rychlostí signálu řádově až desítky Mbit/s.
Na závěr popisu celoplošných mobilních systémů je velice stručně představen
zdokonalený mobilní systém LTE-A (Advanced), který je v současné době vyvíjen a testován.
Systém LTE-A již patří mezi systémy čtvrté generace (4G), které umožní uživatelům
komunikovat s přenosovou rychlostí signálu řádově až stovky Mbit/s, [ 6 ], [ 7 ].
7
2 Systém UMTS
2.1 Úvod
Již v roce 1988 byly zahájeny přípravné práce pro vývoj mobilního systému třetí
generace 3G s původním označením FPLMTS. Vývojové práce podporované zejména
Evropskou Unií vyústily v obecně platná doporučení pro celosvětový standard, dnes
označovaný zkratkou IMT-2000. Tato obecná doporučení a požadavky se staly základem
všech následně vyvíjených systémů. Hlavní požadavky a cíle návrhů lze shrnout do
následujících bodů:
 V prostředí uvnitř budov, při rychlosti mobilní stanice MS (obecně označované uživatelské
zařízení UE - User Equipment) do cca 6 km/hod., bude přenosová rychlost signálu až
2048 kbit/s. V prostředí městské zástavby, při rychlosti MS do 120 km/hod., bude
přenosová rychlost signálu nejméně 384 kbit/s. Mimo města, při pohybu mobilního
účastníka v rychlých dopravních prostředcích, bude přenosová rychlost signálu nejméně
144 kbit/s. Pro srovnání je na Obr. 2.1 uvedena závislost přenosové rychlosti signálu na
rychlosti pohybu mobilní stanice pro různé mobilní systémy.
Přenosová rychlost signálu
Obr. 2.1: Závislost přenosové rychlosti signálu na rychlosti pohybu MS (UE)
pro různé mobilní systémy
 Podpora celosvětové mobility.
 Nezávislost vlastností a nabídky služeb IMT-2000 na použité technologii rádiového
rozhraní. Tento požadavek vyžaduje použití vícemódových mobilních stanic.
 Bezproblémová konvergence služeb poskytovaných v pevných i mobilních sítích.
IMT-2000 bude mít inteligentní rozhraní pro několik různých typů telekomunikačních sítí.
Uživatel by při komunikaci neměl rozeznat, kterou síť nebo technologii právě využívá.
 Podpora služeb s přepínáním okruhů i přepínáním paketů.
8
 Podpora multimediálních služeb v reálném čase.
 Virtuální domácí prostředí VHE (Virtual Home Environment). Mobilní uživatel bude moci
využívat svou mobilní stanici kdekoliv a kdykoliv, ať je doma nebo kdekoliv mimo
domov.
 Větší spektrální účinnost systému v rádiovém prostředí.
 Dostatečná flexibilita při zavádění nově vytvořených služeb.
Původně uvažovaný záměr Radiokomunikačního sektoru ITU (ITU-R) sjednotit
vývojové tendence v oblasti mobilních systémů 3G se však postupem času ukázal jako
nereálný. V současné době je podle doporučení ITU-R M.1457 s názvem „Detailed
specification of the radio interfaces of IMT-2000“ specifikováno celkem šest módů rádiového
rozhraní pro pozemní komunikaci a šest módů pro družicovou komunikaci mobilních systémů
3G. Proto se technická řešení telekomunikačních zařízení, včetně mobilních stanic –
terminálů, začínají orientovat na využití techniky softwarového rádia SDR (Software Defined
Radio).
Systém UMTS podporuje spojování s rychlým paketovým přenosem dat, například
bezdrátový přístup k síti Internet, ale i spojování s přepínáním okruhů. V některých aplikacích
je přenos výrazně asymetrický, tj. přenosová rychlost signálu v jednom směru (většinou
downlink) je výrazně vyšší než přenosová rychlost signálu ve směru opačném. S tím souvisí i
princip přídělu šířky pásma podle potřeby (bandwidth on demand), který výrazně zvyšuje
efektivitu využití kmitočtového pásma, [ 1 ].
2.2 Kmitočtová pásma
Pro systém UMTS jsou vyhrazena kmitočtová pásma v okolí 2 GHz. Jejich kmitočtové
rozsahy jsou uvedeny v Tab. 2.1. Pro nepárovaná pásma (TDD) 2 a 5 byla pro UMTS
vybrána technologie TD-WCDMA, vhodná pro asymetrické vysokorychlostní datové přenosy
hlavně uvnitř budov. Pro párovaná pásma (FDD) 3 a 6 byla pro UMTS zvolena technologie
FD-WCDMA (Wideband CDMA), vhodná pro velkoplošné pokrytí a pro hovorové a středně
rychlé symetrické datové služby. Podobně jako všechny systémy CDMA, je však tato
technologie náročná na regulaci výkonu MS i BS. Kmitočtové pásmo 1 je rezervováno pro
přístup pomocí systému DECT a pásma 4 a 7 jsou vyhrazena pro družicovou komunikaci
systému UMTS. V roce 2000 byla dodatečně pro systém vyhrazena další pásma (v Tab. 2.1
nejsou označena).
Pozemní rádiové rozhraní systému UMTS se označuje UTRA (UMTS Terrestrial Radio
Access) nebo UTRAN (UMTS
Terrestrial
Radio
Access
Tab. 2.1: Kmitočtová pásma systému UMTS
Network). Je jednou z možností,
jak realizovat pozemní rádiové
Kmitočtový
Šířka pásma
Schváleno
Pásmo
rozsah [MHz]
[MHz]
v roce
rozhraní umožňující komunikaci
s časovým
i
kmitočtovým
1710 - 1885
175
2000
1 (VII)
1885 – 1900
15
1998
duplexem
(TDD,
FDD).
2 (VIII)
1900 – 1920
20
1998
Základní přístupovou metodou je
3 (IX)
1920 – 1980
60
1998
širokopásmový
kódový
4 (X)
1980 – 2010
30
1998
multiplex
s přímým
5 (XI)
2010 – 2025
15
1998
rozprostřením
DS-WCDMA.
6 (XII)
2110 – 2170
60
1998
Pracuje se základní čipovou
7 (XIII)
2170 - 2200
30
1998
rychlostí 3,84 Mchip / s resp.
2500 - 2690
190
2000
9
4,096 Mchip / s , šířkou kmitočtového pásma 5 MHz a zajistí přenosovou rychlost do
2 Mbit / s . Připraveny jsou však další dvě rychlejší varianty s čipovými rychlostmi
8,192 Mchip / s a 16,384 Mchip / s , kterým odpovídají šířky kmitočtového pásma rádiového
kanálu 10 MHz resp. 20 MHz . Pro párovaná pásma 3 (uplink) a 6 (downlink) v Tab. 2.1 je
použit kmitočtový duplex FDD s označením UTRA/FDD. Základnové stanice pracují
v asynchronním režimu, což zjednodušuje jejich konstrukci a následně snižuje i jejich cenu.
Tato pásma jsou využívána různými operátory pro zajištění celoplošných služeb s výraznou
symetrií provozu, například videokonference apod. Pro nepárovaná pásma 2 a 5 v Tab. 2.1 je
použit kombinovaný přístup s časovým a kódovým dělením TD-WCDMA, využívající časový
multiplex TDD s označením UTRA/TDD. Zde jsou provozovány služby s výraznou
nesymetrií provozu, například video na vyžádání apod.
Pro sestupnou trasu byla zvolena modulace QPSK, pro vzestupnou trasu modifikovaná
QPSK. Je využito dynamického přidělování kanálů DCA a použit měkký handover.
K zajištění celkové dostupnosti i v řídce obydlených nebo nedostupných oblastech využívá
systém UMTS kromě svých pozemních složek T-UMTS také družicové složky S-UMTS, jejíž
popis však přesahuje rámec těchto skript, [ 11 ].
2.3 Architektura systému
2.3.1 Základní modely
Architekturu systému UMTS je možné znázornit pomocí různých modelů, z nichž
každý popisuje systém z jiného pohledu. Základní obecnou architekturu systému UMTS
znázorňuje model nakreslený na Obr. 2.2.
Páteřní síť
Rádiová přístupová síť
CS - Domain
Iu - CS
MSC
VLR
PSTN
GMSC
Node B
BC - Domain
RNC
Iu - BC
EIR
CBC
HLR
Node B
PS - Domain
Iu - PS
SGSN
GGSN
PDN
Obr. 2.2: Základní architektura systému UMTS
Ve zjednodušeném pohledu je možné strukturu sítě UMTS rozdělit na 2 hlavní části.
Základem je pevná páteřní síť CN (Core Network), která řídí provoz a spojení v systému.
Její součástí je servisní řídicí síť SCN (Service Control Network) zajišťující řízení, zpracování
a uchování dat a síť telekomunikačního managementu TMN (Telecommunications
Management Network). Směrem k účastníkovi následuje rádiová přístupová síť RNS (Radio
10
Network System), která plní především přenosové funkce. Využívá rádiového rozhraní UTRA,
ke kterému mají přístup všichni uživatelé.
Rádiovou přístupovou síť tvoří bloky RNS obsahující základnové stanice v jedné nebo
více buňkách, které jsou vzájemně propojeny s řídicí jednotkou RNC (Radio Network
Controller). Základnová stanice se u systémů 3G označuje Node B. Mezi RNS a dílčími
subsystémy (doménami) páteřní sítě (CS – Domain, BC – Domain, PS – Domain) jsou přesně
definovaná rozhraní, umožňující páteřní síti využívat i jiné rádiové přístupové technologie.
Tato rozhraní se označují Iu-CS (Circuit Switched), Iu-BC (BroadCast) a Iu-PS (Packet
Switched).
Páteřní síť má podobnou konfiguraci jako systém GSM a je složena ze dvou hlavních
provozních částí (subsystémů, domén) určených pro různé druhy provozu. V subsystému s
označením CS – Domain je soustředěn pouze komutovaný provoz neboli provoz s přepínáním
okruhů (obdoba hlasové komunikace v systému GSM). Naopak v subsystému označeném PS
– Domain je soustředěn pouze paketový provoz neboli provoz s přepínáním paketů (obdoba
datové komunikace v systému GPRS). Obě domény využívají společně ostatních částí
systému (HLR, EIR aj.), které jsou důležité pro identifikaci uživatele, roaming mobilní
stanice MS, obecně uživatelského zařízení UE, a další služby. Doména CS zajišťuje
nastavení všech částí páteřní sítě pro komutovaný přenos včetně potřebné signalizace.
Obsahuje MSC, GMSC, VLR a provádí i všechny potřebné funkce směrem k sítím PSTN
(Public Switched Telephone Network), resp. ISDN (Integrated Services Digital Network).
Obdobně doména PS provádí nastavení všech potřebných částí CN pro paketový přenos.
Obsahuje SGSN, GGSN a zajišťuje všechny potřebné funkce směrem k paketovým sítím
PDN (Packet Data Network), např. k síti Internet. Kromě uvedených hlavních domén je
součástí CN i doména BC (BroadCast) obsahující centrum pro koordinaci vysílání
v jednotlivých buňkách CNC (Cell Broadcast Center).
HLR
Zu
Cu
Uu
Iu
VLR
AuC
MSC
Yu
SGSN
Mobilní
zařízení
Uživatelské zařízení
Rádiová
přístupová
síť
GMSC
GGSN
Páteřní síť
Infrastruktura
Obr. 2.3: Model systému UMTS z pohledu jeho jednotlivých částí
Jiný pohled na systém UMTS ukazuje model na Obr. 2.3. Jednotlivé části systému jsou
propojeny pomocí přesně definovaných rozhraní Cu, Uu, Iu, Yu a Zu. Tato „modulární“
struktura systému UMTS z něj tvoří tzv. otevřený systém, který může být v budoucnu
11
jednoduše modifikován a upravován podle aplikací, které v současné době ještě nelze
předvídat. Hlavní části tohoto modelu tvoří uživatelské zařízení a infrastruktura, oddělené
rádiovým rozhraním UMTS s označením Uu. Uživatelské zařízení je tvořeno mobilní stanicí
(terminálem), do kterého se vkládá karta označovaná USIM (User Service Identity Module,
UMTS Subscriber Identity Module). Část s názvem Infrastruktura lze dále rozdělit na
Rádiovou přístupovou síť a Páteřní síť. Jejich vzájemné propojení přes rozhraní Iu závisí na
druhu provozu (komutovaný - paketový), jak již bylo uvedeno. Rádiová přístupová síť
obsahuje všechna potřebná zařízení pro rádiové spojení s mobilní stanicí i pro spojení
s páteřní sítí. Páteřní síť CN zajišťuje veškeré funkce nezbytné pro přenos účastnického
signálu (přepínání, generace informací pro uživatele apod.), účastnické služby i přenos
signalizace. Dělí se na obsluhující část (MSC, SGSN), přenosovou část (GMSC, GGSN) a
HLR. Obsluhující část CN zajišťuje připojení účastníka do sítě včetně jeho identifikace,
směrování spojení, transport dat ze zdroje do místa určení i udržování komunikace při pohybu
účastníka v síti. Přenosová část CN zajišťuje spojení mezi obsluhující částí CN a externími
sítěmi. HLR obsahuje všechny potřebné informace každého uživatele bez ohledu na jejich
okamžitou polohu v síti.
Při zavádění systému UMTS bylo třeba respektovat již užívaný a velice rozšířený
systém GSM i s jeho implementovanými standardy GPRS a EDGE. Tato koexistence
„starého“ systému GSM a „nového“ systému UMTS je znázorněna modelem nakresleným na
Obr. 2.4. Pro lepší přehlednost obrázku zde není nakresleno rozhraní Iu-BC. Všechna
rozhraní páteřní sítě (B, C, D, … a Gc, Gn …) jsou stejná jako rozhraní páteřní sítě GSM /
GPRS, [ 1 ], [ 2 ].
Um
BTS
Abis
BSC
A
MSC
Uu
E
GMSC
Iu-CS
Node B
B
C
D
RNC
Node B
Uu
HLR
VLR
Iub
Gs
Node B
AuC
Gc
Iu-PS
SGSN
Um
Abis
BTS
Gn
GGSN
Gb
BSC - PCU
Obr. 2.4: Model koexistence systémů UMTS a GSM
2.3.2 Rádiová přístupová síť
V systému UMTS je možné připojit rádiovou přístupovou síť přes rozhraní Iu i
k několika páteřním sítím různých systémů (GSM, GPRS, B-ISDN aj.), a to i současně.
Směrem k uživateli se kromě rádiových přístupových sítí UTRAN a GSM/GPRS/GERAN
(GSM EDGE Radio Access Network) mohou používat i sítě W-LAN (pásma nevyžadující
licenci), které jsou běžně používány především v místech s vysokou koncentrací uživatelů.
12
Rádiová
přístupová
síť
UTRAN
je
tedy
jednou
z
možných
RNS
realizací přístupové sítě. K páteřní
Uu
síti se připojuje přes rozhraní Iu (IuNode B
CS,
Iu-BC,
Iu-PS),
směrem
Iu
Node B
k účastníkovi přes rádiové rozhraní
RNC
Uu
Uu. UTRAN se skládá z řídicích
Iub
Node B
jednotek RNCs (Radio Network
Controller) a základnových stanic
označovaných Node B. Jedna řídicí
Iur
jednotka RNC spolu s jednou nebo
několika základnovými stanicemi
RNS
Node B tvoří rádiový subsystém
Uu
RNS (Radio Network Subsystem).
Node B
K propojení jednotlivých bloků sítě
Iu
UTRAN se používají rozhraní Iub a
Node B
RNC
Iur, jak je naznačeno na Obr. 2.5.
Uu
Iub
Rozhraní Iub se používá k propojení
Node B
Node B a RNC. Přes něj RNC řídí
Node Bs, tj. přiděluje jim rádiové
prostředky, přidává a ruší buňky
Obr. 2.5: Rádiová přístupová síť UTRAN
řízené jednotlivými Node Bs nebo
vytváří různá komunikační a
1.5. (řízení
Rádiová výkonu
přístupováUE
síť UTRAN
kontrolní Obr.
spojení
atd.). Jeden Node B může být využíván v jedné nebo i
několika buňkách. Mobilní stanice resp. účastnická zařízení jsou připojena k Node B přes
rádiové rozhraní Uu. K propojení řídicích jednotek RNCs se používá rozhraní Iur (obdobné
propojení v systému GSM neexistuje). Využívá se při měkkém handoveru (soft handover),
kdy se účastnické zařízení nachází v oblasti pod kontrolou obou RNCs.
Hlavní funkcí Node B je převod informačního signálu z transportních kanálů na
rozhraní Iub do WCDMA fyzických kanálů na rozhraní Uu a naopak. Vedle těchto základních
přenosových funkcí zajišťuje Node B také řízení výkonu mobilních stanic (tzv. vnitřní
smyčka) a provádí měření velikosti rádiových signálů, na jehož základě rozhoduje o
provedení handoveru, o zatížení buňky a řízení přístupu do buňky podle požadavků RNC.
Další důležitou funkcí je zajištění kmitočtové a časové synchronizace (chipové, bitové,
slotové a rámcové) mobilní stanice se systémem. Systémové informace jsou distribuovány
prostřednictvím Node B podle přesného časového schématu generovaného v RNC.
RNC přiděluje rádiové prostředky a zajišťuje řízení té části UTRAN, která je pod jeho
kontrolou. Dále převádí účastnické signály z rozhraní Iub na Iu a naopak. Další funkce lze
shrnout do následujících bodů:
 řízení handoveru,
 řízení výkonů vysílaných signálů pro dosažení minimálních interferencí v buňce,
 řízení přístupu v případě přidělení nových rádiových prostředků a harmonogramu paketů
k omezení vlivu kolísání bitové rychlosti,
 vysílání systémových informací o podmínkách v jednotlivých buňkách,
 řízení náhodného přístupu pro zamezení kolizí,
 zajištění bezpečnosti UTRAN,
 databáze zajišťující pro uživatelské zařízení a buňku potřebné údaje aj.
13
Blok RNC řídí všechny Node Bs, které jsou k němu připojeny. Z pohledu přidělování
rádiových prostředků se jeho funkce dělí podle způsobu připojení uživatelského zařízení UE
k UTRAN.
Controlling RNC (CRNC) obsluhuje (řídí) spojení pouze k jednomu Node B. Existuje
tedy jeden CRNC pro každý Node B. Hlavní funkce CRNC jsou:




řízení systémových informací,
řízení provozu na používaných kanálech,
řízení zatížení a kolizí v buňkách,
řízení přístupu a výběr kódu pro nová rádiová spojení v buňkách.
Serving RNC (SRNC) obsluhuje (řídí) spojení pouze k jednomu UE. Existuje tedy
jeden SRNC ke každému UE, který má spojení s RNC. Hlavní funkce SRNC jsou:




vymezit rozhraní Iu pro obsluhovaný UE,
řízení výkonu (tzv. vnější smyčka),
rozhodování o provedení handoveru a použití makrodiverzity,
mapování (přidělování) parametrů rádiových prostředků k parametrům transportních
kanálů.
Drift RNC (DRNC) podporuje SRNC v případě spojení s využitím makrodiverzity.
Jestliže spojení mezi UE a SRNC má diverzitní cestu přes jiný Node B připojený k jinému
RNC, potom se takový RNC označuje DRNC, [ 1 ], [ 2 ].
2.3.3 Mobilní stanice systému UMTS
Mobilní stanice MS (uživatelské zařízení UE) systému UMTS může pracovat v jednom
ze tří různých provozních módů. V módu CS (Circuit Switch Mode) je MS připojena
k doméně CS a využívá pouze její služby. V módu PS / CS je MS připojena současně jak
k doméně PS, tak i k doméně CS. A konečně v módu PS (Packet Switch Mode) je UE
připojeno pouze k doméně PS. Uvedené módy činnosti, znázorněné na Obr. 2.6, jsou rozdílné
od módů činnosti v systému GSM GPRS, což je dáno možnostmi UTRAN realizovat
vícenásobné připojení (PS a CS). Všechny kombinace různých provozních módů činnosti
definovaných pro systémy GSM i UMTS poskytují multisystémové MS (UE).
Při výrobě mobilních stanic, obecně pro všechny systémy 3G, jsou kladeny výrazně
vyšší požadavky především na obvody zpracování signálů, a to v důsledku použité
technologie na rádiovém rozhraní. Výkonnost těchto obvodů je přibližně sedmkrát vyšší než u
systému GSM. Pouze přenos video signálů vyžaduje zvýšení výkonnosti procesorů přibližně o
100 MIPS (Mega Instructions Per Second), tj. o 100 miliónů instrukcí za sekundu. Srovnání
výkonnosti obvodů pro
zpracování signálů v MS
systémech 2G a 3G je
CS mód
uvedeno v Tab. 2.2.
CN
RNS
Pro využití schopností
MS systému UMTS je třeba
v ní nastavit velké množství
různých
parametrů.
Rozlišení MSs nelze tedy
provést pouhým rozdělením
do několika tříd, jak je tomu
u systému GSM. Jednotlivé
MSC
PS / CS mód
SGSN
PS mód
Obr. 2.6: Provozní módy UE v systému UMTS
Obr. 1.6. Provozní módy UE v systému UMTS
14
parametry se navíc budou měnit při navazování spojení se sítí a musí být brány v úvahu v
RNC během přípravy a nastavování rádiového přenosu. Z celkového počtu všech možných
parametrů jsou dále uvedeny příklady pouze několika parametrů, kterými se jednotlivé MSs
odlišují.
Tab. 2.2: Srovnání výkonnosti obvodů pro zpracování signálů MS systémů 2G a 3G
Velikost paměti
Rádiový kanál
Zdrojové kódování
Řízení hlasu
Kódování videa
Procesor
MS systému 2G
MS systému 3G
16 Mbit
30 MIPS
3-30 MIPS
50 MIPS
8-16 bitů, 10 MHz
64 Mbit
200 MIPS
30 MIPS
50 MIPS
100 MIPS
16-32 bitů, 50 MHz
Vysokofrekvenční a multimódové parametry zahrnují například: výkonovou třídu
UE (3, 4, …), rozdíl kmitočtů uplinku a downlinku Tx/Rx (190 MHz nebo jiný), mód (UTRA
FDD, UTRA TDD), chipovou rychlost (3,84 Mchip/s, 1,28 Mchip/s, …), podporu technologie
rádiového rozhraní (GSM, IMT) atd.
Parametry fyzikálních kanálů zahrnují například: maximální počet současně
přijímaných DPCH / PDSCH kódů (1, 2, …, 7, 8), maximální počet bitů v rámci u kanálů
DPCH, PDSCH, S-CCPCH (600, 1200, …, 67200, 76800), maximální počet bitů v rádiovém
rámci u kanálu DPDCH (600, 1200, …, 48000, 57600), podpora kanálu PCPCH (ano / ne)
atd.
Parametry transportních kanálů zahrnují například: maximální počet bitů všech
transportních bloků (640, 1280, …, 81920, 163840), maximální počet bitů všech
konvolučních (turbo) kódů, počet souběžně vysílaných transportních kanálů (2, 4, …, 32),
maximální počet kombinací přenosových formátů ze souboru přenosových formátů (4, 8, …,
512, 1024) atd.
Přes uvedenou různorodost parametrů MSs, existuje jejich rozdělení do srovnávacích
tříd při testování shody MSs podle maximální přenosové rychlosti signálu (32, 64, 128, 384,
768 a 2048 kbit/s).
2.4 Hlavní změny u systému UMTS oproti systému GSM
Hlavní rozdíly mezi systémy UMTS a GSM vyplývají z rozdílných přístupových
technologií použitých na rádiovém rozhraní. Přístup CDMA, aplikovaný u systému UMTS,
opakovaně využívá stejný kmitočet nosné v každé buňce. Z toho důvodu bylo třeba uvažovat
příjem signálů s využitím makrodiverzity, využití přijímačů typu RAKE nebo používání
několika různých procedur při handoveru. Používání jednoho kmitočtu nosné v buňce se
však na činnosti systému projeví také negativně, jako tzv. dýchání buňky (Cell Breathing).
Systém UMTS používá novou metodu kódování řečových signálů umožňující adaptivně
měnit výstupní přenosovou rychlost signálu (Adaptive Multirate Speech Coding). Uvedené
kódování bylo již také úspěšně implementováno i do systému GSM.
2.4.1
Makrodiverzita
Makrodiverzitní příjem je třeba uvažovat v případě, kdy signál vysílaný z jednoho
zdroje prochází dvěma nebo několika různými přenosovými cestami obecně k různým
15
přijímačům. Signály těchto přijímačů jsou sloučeny a tím se získá kvalitnější signál ve
srovnání se signálem pouze jednoho přijímače.
Tato situace nastává u systému UMTS v případě, kdy signál vysílaný z jednoho UE je
přijímán dvěma, případně několika Node Bs (uplink diversity), jak je naznačeno na Obr. 2.7,
nebo v opačném směru, kdy signál je vysílán k jednomu UE přes několik Node Bs (downlink
diversity). Přitom všechny Node Bs vysílají signál se stejným kmitočtem nosné. Tyto signály
vysílané z různých Node Bs k jednomu UE však způsobí zvýšení úrovně interferencí v buňce,
neboť pro ostatní UEs jsou považovány za rušivé. Čím větší počet přenosových cest bude
vytvořen pro jeden UE, tím vyšší bude úroveň interferencí v buňce. V uplinku je situace
poněkud odlišná, neboť vysílá
pouze UE a ke zvýšení úrovně
interferencí v buňce nedochází.
Větší počet přenosových cest
k různým Node Bs naopak
zvyšuje pravděpodobnost, že
Node B
Node B
signál bude úspěšně přijat. Navíc
sloučení signálů přijatých různými
Slučovač
Node Bs umožní snížit výkon
signálu vysílaného z EU, což se
RNC
následně projeví snížením příkonu
UE
a
z toho
plynoucích
požadavků na napájecí zdroj.
Obr. 2.7: Příjem signálů z UE při makrodiverzitě
Sloučení signálů z několika
přenosových cest může být
provedeno různými způsoby, např. v přijímači RAKE, v dekodéru kanálu, po kanálovém
dekódování nebo po zdrojovém dekódování. Nejvyššího zisku lze dosáhnout použitím
přijímače RAKE, avšak za podmínky dokonalé synchronizace základnových stanic. V uplinku
se signály slučují v RNC (Obr. 2.7) a synchronizace s Node B není požadována. Proces
slučování signálů v RNC by měl být kompromisem mezi dosažitelným ziskem a kapacitou
spojení mezi RNC a Node B, [ 1 ].
2.4.2 Přijímač RAKE
V prostředí s vícecestným šířením signálů zpracovává přijímač několik signálů (se
stejným informačním obsahem) lišících se pouze svým zpožděním a úrovní, což je způsobeno
odrazy vysílaných signálů od různých překážek. Jestliže zpoždění jednotlivých signálů je
větší než jedna chipová perioda, přijímač RAKE je schopen všechny tyto signály zpracovat a
vytvořit výsledný signál, který bude kvalitnější než by byl výsledný signál vytvořený z
kteréhokoliv vstupního signálu. V systému UMTS je chipová rychlost signálu 3,84 Mchip/s,
takže čipová perioda signálu je 0,26 s. Pokud tedy zpoždění jednotlivých signálů přesáhne
hodnotu 0,26 s, což odpovídá rozdílu drah signálů 78 m, přijímač RAKE všechny tyto
signály zpracuje. Při obdobné úvaze pro systém GSM je třeba uvažovat bitovou rychlost
signálu v rádiovém kanálu 270,833 kbit/s a jí odpovídající bitovou periodu signálu 3,7 s,
pomocí které lze stanovit rozdíl drah jednotlivých signálů na cca 1108 m. Z uvedeného
vyplývá, že použití přijímače RAKE v systému GSM by bylo neúčinné.
16
C(t - 1)
Přijímač
RAKE
Korelátor
Váhování
a1
C(t - 2)
Korelátor
Váhování
a2
Node B
Slučovač
Demodulátor
C(t - n)
Node B
Korelátor
Váhování
an
Obr. 2.8: Příjem signálů přijímačem RAKE
Blokové schéma a zpracování signálů v přijímači RAKE je znázorněno na Obr. 2.8.
Nejdříve jsou vstupní vysokofrekvenční signály zpracovány běžným způsobem a poté
demodulovány. Za demodulátorem je signál rozdělen do několika větví (fingers), z nichž
každá obsahuje korelátor s váhovacím obvodem a zpracovává jeden ze vstupních signálů.
Počet větví bývá obvykle mezi 3 až 6. V korelátoru je signál korelován s rozprostíracím
kódem, který je časově posunut podle zpoždění signálu. Tím je zajištěna synchronizace všech
signálů. Výstupní signál korelátoru je poté váhován, tj. zesilován v závislosti na jeho útlumu
na přenosové cestě. Po váhování jsou všechny signály sloučeny (maximum ratio combining).
Při pohybu UE v rádiovém prostředí se budou měnit podmínky šíření signálů
(především odrazy), a proto se budou měnit i zpoždění jednotlivých signálů a jejich útlumy na
přenosové cestě. Pro činnost přijímače RAKE je tedy nezbytné, aby se postupně upravovaly i
parametry jednotlivých větví, a to přibližně po desítkách milisekund. Jestliže navíc uvažujeme
i změny způsobené rychlým únikem, musí být úprava parametrů ještě rychlejší, tj. 1 ms nebo
méně. Přijímač RAKE musí tedy rozpoznat nejsilnější signály tvořící hlavní složky celkového
vícecestného signálu a odhadnout jejich jednotlivá zpoždění a velikosti. Pro stanovení těchto
parametrů se mohou do vysílaných signálů periodicky vkládat vzorky nemodulovaného
signálu nebo se vysílá pilotní signál. Na přijímací straně se využívá fázových závěsů, které
zajistí stejné zpoždění (fázi) rozprostíracích kódů v každé větvi, jako mají přijímané signály.
2.4.3
Procedury při handoveru
Opakované používání jednoho kmitočtu nosné ve všech buňkách a požadavek vzájemné
součinnosti
mobilních
systémů byly důvodem
pro používání různých
procedur při handoveru.
Node B
RNC
Slučování signálů
(uplink)
UE
Node B
Obr. 2.9: Měkký handover
(downlink)
Měkký handover
(soft handover) využívá
při přepínacím procesu
makrodiverzitu, při které
má UE spojení současně
s několika Node Bs, Obr.
2.9. Při pohybu UE po
17
or
kt
se
daném území se v
důsledku slabého signálu
sek
tor 1
(např.
zastínění
Node B
základnové
stanice)
RNC
jednotlivá spojení ruší a
(uplink)
jiná naopak vznikají.
UE
V místech
překrývání
buněk na hranicích mezi
(downlink)
buňkami bude mít UE
větší signál ve srovnání
Obr. 2.10: Měkčí handover
s připojením
pouze
k jedné
základnové
stanici. Bez měkkého handoveru by musela základnová stanice pro udržení spojení s UE
vysílat signál s větším výkonem, což by zvýšilo celkovou úroveň interferencí v buňce.
Měkčí handover (softer handover) se používá v případě, kdy UE se pohybuje na
rozhraní dvou oblastí, které přísluší dvěma sousedním sektorům stejné základnové stanice,
Obr. 2.10. Sloučení dvou signálů z jednoho UE, přijímaných dvěma různými anténními
systémy, však již může být provedeno přímo v základnové stanici. Tím se zjednoduší přenos
signalizačních a provozních dat ze systému (RNC) a celá procedura bude rychlejší.
2
Handover mezi kmitočty (interfrequency handover) se využívá za specifických
provozních podmínek, kdy se UE nachází v tzv. hierarchické buňkové struktuře, která používá
jiný kmitočet v základních buňkách a jiný kmitočet v buňce deštníkového typu (umbrella
cell). V takových případech změní UE svůj pracovní kmitočet postupem známým pod názvem
tvrdý handover.
Handover mezi systémy (intersystem handover) je výrazně komplikovanější než
handover uvnitř systému. Jeho využití má smysl pouze u multisystémových UEs. V průběhu
tohoto handoveru se musí řešit současně několik problémů. Například při přepnutí ze systému
UMTS do systému GSM musí být nejdříve připravena větší časová prodleva pro kmitočtovou,
časovou i rámcovou synchronizaci. Dále je přenos v systému UMTS přerušen a navázán
přenos se systémem GSM, tj. zadán požadavek na bezešvý handover a přidělení duplexního
páru kmitočtů. Současně je třeba upravit rozdílné přenosové rychlosti signálů obou systémů
atd.
Handover mezi módy (intermode handover) zahrnuje specifický případ přepnutí UE
mezi módy FDD a TDD. Pro tuto proceduru je nezbytný dvoumódový UE, [ 1 ].
2.4.4 Dýchání buňky
Jestliže všechny UEs v jedné buňce používají pro spojení s Node B stejný nosný
kmitočet, potom z pohledu jednoho UE se ostatní UEs jeví jako rušivé a znehodnocují jeho
přenos. S každým dalším připojením nového UE v uvažované buňce se v ní bude postupně
zvyšovat úroveň interferencí až UEs, které jsou nejvíce vzdálené od Node B, ztratí se
základnovou stanicí spojení. Přestože signály vysílané v downlinku z jednoho Node B jsou
ortogonální a neměly by vzájemně interferovat, v důsledku odrazů (časových posunů) se
stávají neortogonální a způsobují vznik nežádoucích interferencí. Tím se efektivní plocha
buňky zmenšuje, což vede ke snížení počtu UEs v buňce, avšak následně také ke snížení
úrovně interferencí. Tato změna příjmových podmínek v buňce umožní vzdáleným UEs opět
navázat spojení se základnovou stanicí. Uvedený proces, při kterém se cyklicky mění úroveň
interferencí a tedy i příjmové podmínky pro UEs a z toho plynoucí efektivní plocha buňky, se
nazývá dýchání buňky, Obr. 2.11.
18
Efektivní plocha buňky
Node B
Node B
Node B
Node B
Obr. 2.11: Dýchání buňky
Celkový počet uživatelů v buňce není tedy u systému UMTS fixní, ale je limitován
úrovní interferencí v buňce. Proto je nutné používat pro řízení výkonu UEs vysoce účinné
algoritmy, které zajistí nastavení aktuálního vysílaného výkonu každého UEs na nezbytné
minimum, [ 1 ].
2.4.5
Kódování řečových signálů
Kódování řečových signálů s proměnnou přenosovou rychlostí neboli kódování AMR
(Adaptive Multi-Rate Speech Coding) se provádí kombinací nového řečového kodeku, jehož
výstupní přenosová rychlost signálu se mění (přizpůsobuje) podle řečové aktivity mluvčího
(Speech Activity), a nespojitého přenosového schématu DTX (Discontinuous Transmission)
používaného u systému GSM. Způsob kódování umožňuje svým kompresním schématem
také maskovat nepřesnosti řeči, jež mohou vzniknout v důsledku chyb na přenosové trase
nebo z důvodů ztráty paketů. Blokové schéma kodéru AMR je nakresleno na Obr. 2.12.
Kodér AMR
Kodér 1
(přepinač)
Výběr signálu
Výběr
signálu
(přepinač)
4,75 kbit/s
Nízkofrekvenční
předzesilovač
a převodník A-D
Kodér 8
12,20 kbit/s
Detektor
hlasové aktivity
Obr. 2.12: Blokové schéma kodéru AMR
Vytváření
rámců
Výstup
Výstup
Během běžné telefonní konverzace se
účastníci hovoru střídají v řeči tak, že v
průměru je každý směr přenosu časově
využit na 50%. V okamžicích, kdy účastník
nehovoří, což indikuje detektor hlasové
aktivity, je do hovorových rámců vkládána
informace o komfortním šumu, která je na
přijímací stranu přenášena v pravidelných
intervalech v tzv. rámcích SID (SIlence
Descriptor) s výrazně nižší přenosovou
rychlostí než je užívána pro kódování řeči.
19
Tab. 2.3: Přenosové rychlosti kodeku AMR
Mód
kodeku
Přenosová rychlost
AMR 12.2
12,20 kbit/s (GSM-EFR)
AMR 10.2
10,20 kbit/s
AMR 7.95
7,95 kbit/s
AMR 7.40
7,40 kbit/s (IS-641)
AMR 6.70
6,70 kbit/s (PDC-EFR)
AMR 5.90
5,90 kbit/s
AMR 5.15
5,15 kbit/s
Vstupní signál je rozdělen do bloků
AMR 4.75
4,75 kbit/s
obsahujících 160 vzorků hovorového
signálu, reprezentujících 20 ms řeči.
AMR SID
1,80 kbit/s (během pauzy)
V závislosti na použitém módu kodeku je
signál jednotlivých bloků komprimován do
95 až 244 bitů, které jsou následně sestavovány do rámců. Každý rámec má tři části: hlavičku
(AMR Leader), obecné informace (AMR Auxiliary Information) a jádro rámce (AMR Core
Frame). V hlavičce jsou informace o typu rámce (4 bity) a indikátoru kvality rámce (1 bit).
Typ rámce může označovat použití jednoho z osmi módů kodeku AMR, jednoho ze čtyř typů
komfortního šumu (AMR, GSM-EFR, TDMA-EFR, PDC-EFR) nebo prázdný rámec. V části
vyhrazené pro obecné informace se přenášejí údaje o módu (3 bity), požadavek na mód (3
bity) a pole kontrol CRC (8 bitů) pro korekci chyb. Jádro rámce obsahuje bity nesoucí
informaci o parametrech řeči nebo, v případě rámce obsahujícího komfortní šum, bity
s informacemi o komfortním šumu.
Přenosové schéma systému je tedy průběžně adaptováno použitím různých přenosových
rychlostí signálu. Důsledkem je snížení průměrné požadované přenosové rychlosti signálu,
což má za následek vyšší účinnost přenosu při menším výkonu a tedy zvýšení kapacity
systému. Dále se v UE prodlouží životnost akumulátorů nebo mohou být použity menší
akumulátory při stejné životnosti, [ 1 ].
2.5 Přístupové techniky
Systém UMTS používá kombinovaný přístup FDMA / CDMA. Kmitočtové pásmo
přidělené systému je rozděleno na jednotlivé rádiové kanály (FDMA) a v každém rádiovém
kanálu jsou jednotlivé uživatelské kanály rozlišeny jedinečnou kódovou sekvencí
(rozprostíracím kódem), kterou se kóduje přenášená informace (CDMA). Všichni uživatelé
systému tedy používají stejný nosný kmitočet a komunikují ve stejném čase, přičemž pro
vzájemné rozlišení používá každý svoji vlastní kódovou sekvenci. V přijímači je signál
dekódován na základě znalosti příslušné kódové sekvence a tím je obnovena přenášená
informace.
Poněvadž šířka pásma používané kódové sekvence je mnohem větší než šířka pásma
signálu nesoucího informaci, spektrum signálu se po kódování výrazně rozšíří. Proto se
technika CDMA také označuje jako mnohonásobný přístup s rozprostřeným spektrem SSMA
(Spread Spectrum Multiple Access). Ke generování rozprostřeného signálu se používají různé
modulační techniky, z nichž nejužívanější jsou FH-SS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
a DS-SS (Direct Sequence Spread Spectrum), která se používá v UTRAN, [ 1 ], [ 4 ], [ 5 ].
20
2.5.1
Modulační technika FH-SS
2.5.2
Celková šířka pásma
Úzkopásmové rušení
U systému, který využívá techniku FH-SS, je rozšíření spektra dosaženo kmitočtovým
skákáním FH (Frequency Hopping) nosné. Kmitočet nosné modulovaného signálu není
konstantní, ale mění se v čase. Změny kmitočtu (kmitočtové skoky) jsou určeny kódovou
sekvencí neboli rozprostíracím kódem. Pro přenos je obvykle k dispozici až několik stovek
různých kmitočtů. Šířka pásma signálu na jednotlivých nosných je sice malá, ale spektrum
výsledného signálu je široké.
Zjednodušený
příklad
přenosového schématu FHkmitočet
SS je uveden na Obr. 2.13.
f7
Pokud bude na přenosové
cestě působit na signál
f6
úzkopásmové rušení (v Obr.
f5
f5
2.13 je rušen signál na
f4
nosných f4 a f3), bude
f3
postižena pouze malá část
celkového signálu. Signál
f2
FH-SS je proto odolnější
f1
f1
vůči chybám na přenosové
cestě
než
signál
čas
úzkopásmový.
Je-li
Obr. 2.13: Příklad přenosového schématu FH-SS
rozprostřený
signál
přenášený
v
prostředí
s úzkopásmovým rušením,
potom z celkového počtu použitých nosných jich bude bezchybně přijat větší počet ve
srovnání s počtem nosných, na jejichž kmitočtu bude působit rušení. To umožní správné
vyhodnocení přenášeného signálu, [ 1 ].
Modulační technika DS-SS
V systému s využitím techniky DS-SS je relativně úzkopásmový digitální datový signál
čip
Rozprostírací kód
(čipová rychlost)
bit
Datový signál
(bitová rychlost)
Rozprostřený signál
(čipová rychlost)
Součtový obvod
XOR
P
P
Spektrum
úzkopásmového
signálu
Spektrum
širokopásmového
signálu
f
Obr. 2.14: Příklad rozprostření signálu technikou DS-SS
f
21
sčítán (XOR) s kódovou sekvencí. Používané kódové sekvence jsou vzájemně ortogonální a
v ideálním přenosovém prostředí (bez odrazů) výsledné signály vzájemně neinterferují. Proto
může být ortogonalita kódů využita k rozlišení různých uživatelů v jedné buňce. Sečtením
úzkopásmového datového signálu uživatele a rozprostíracího kódu s mnohem větší
přenosovou rychlostí bude spektrum výsledného signálu výrazně rozšířeno (rozprostřeno). Pro
systémy CDMA se používají činitele rozprostírání v rozmezí cca 10 až 1000. Z důvodů
rozlišení bitů datového signálu a bitů kódové sekvence, případně bitů rozprostřeného signálu,
se bity kódové sekvence a rozprostřeného signálu označují názvem čipy (Chips). Po
provedení součtu XOR, je tedy místo každého bitu datového signálu přenášena odpovídající
sekvence čipů rozprostřeného signálu. Příklady časových průběhů a spekter jednotlivých
signálů při modulaci DS-SS jsou uvedeny na Obr. 2.14, [ 1 ].
Analogicky k definici kmitočtů nosných u systémů FDMA a označení timeslotů u
systémů TDMA, lze pro systémy CDMA definovat kódy pro rozlišení jednotlivých uživatelů.
2.5.3 Základní charakteristika systému s rozprostřeným spektrem
Na vysílací straně systému s rozprostřeným spektrem je úzkopásmový informační
datový signál kódován (rozprostírán) přiděleným rozprostíracím kódem, jedinečným pro
každého uživatele. Po kódování se u výsledného rozprostřeného signálu výrazně rozšíří
spektrum a současně se sníží jeho spektrální výkonová hustota, která bude mnohem menší,
než je u signálu úzkopásmového. Rozprostřené signály od různých uživatelů jsou současně
vysílány do rádiového prostředí. Na anténě přijímače každého uživatele se tedy objeví
superpozice všech vysílaných signálů. V každém přijímači je však uložen jiný rozprostírací
kód, kterým se dekóduje (derozprostírá – despreading) přijímaný signál. Po dekódování se na
výstupu dekódovacího obvodu objeví pouze jeden úzkopásmový informační datový signál,
který byl ve vysílači kódován stejným rozprostíracím kódem. Ostatní signály dekódovány
nebudou a pouze nepatrně zvýší šumové pozadí užitečného signálu. Za dekódovacím
obvodem je zařazena pásmová propust, která propustí do dalších obvodů přijímače pouze
příslušný úzkopásmový datový signál a malou část signálu šumového pozadí. Uvedený popis
jednotlivých procesů při přenosu signálu v systému CDMA je graficky znázorněn na Obr.
2.15.
RÁDIOVÉ PROSTŘEDÍ
P
PŘIJÍMAČ
P
P
Rozprostření
Derozprostírání (A)
f
f
f
Úzkopásmový datový
signál uživatele A
P
Rozprostřený datový
P
f
P
P
f
Rozprostření
Úzkopásmový datový
signál uživatele B
Rozprostřen je pouze
Součet rozprostřených
signálů uživatelů A a B
Derozprostírání (B)
f
Rozprostřený datový
Obr. 2.15: Příklad přenosu signálů v systému CDMA
f
Rozprostřen je pouze
22
Ze srovnání spekter úzkopásmového a rozprostřeného signálu vyplývá, že úzkopásmový
signál s výrazně vyšší spektrální výkonovou hustotou lze v rádiovém prostředí identifikovat
daleko snadněji než signál s rozprostřeným spektrem, který má malou spektrální výkonovou
hustotu a svým charakterem se podobá šumovému pozadí. Právě z tohoto důvody byly
systémy CDMA vyvíjeny původně pro vojenské účely. Kromě obtížné identifikace
rozprostřeného signálu v rádiovém prostředí nemůže být rozprostřený signál dekódován bez
znalosti správné kódové sekvence. Tyto vlastnosti řadí systémy s rozprostřeným spektrem
mezi systémy s vlastní ochranou vůči odposlechu, [ 1 ], [ 4 ], [ 5 ], [ 6 ].
2.5.4
Výhody systémů s rozprostřeným spektrem
Největší výhodou systémů s rozprostřeným spektrem je jejich odolnost vůči rušení
širokopásmového i úzkopásmového charakteru. Oba příklady jsou naznačeny na Obr. 2.16.
Signál
Signál
Rušení
Úzkopásmové rušení nastává v případě, kdy v nějaké části rádiového kanálu systému
CDMA pracuje například rozhlasový nebo televizní vysílač. Signál na vstupu přijímače je
tedy
superpozicí
požadovaného
Rádiové prostředí
Přijímač (po derozprostírání)
rozprostřeného signálu a
úzkopásmového rušivého
P
P
Úzkopásmové
signálu.
Dekódování
rušení
Signál
Rušení
(derozprostírací proces) se
f
f
provádí
se
stejným
rozprostíracím kódem, s
jakým byl vytvořen ve
P
P
Širokopásmové
vysílači
požadovaný
rušení
Signál
Rušení
Rušení
signál. Pro požadovaný
f
f
rozprostřený
signál
probíhá dekódování zcela
Obr. 2.16: Vliv úzkopásmového a širokopásmového rušení
běžným způsobem, tj.
vytvoří
se
původní
úzkopásmový signál s velkou spektrální hustotou výkonu. Rušivý úzkopásmový signál je však
v důsledku dekódování rozprostřen a jeho spektrální výkonová hustota se výrazně sníží.
Z celkového výkonu tohoto signálu se do dalších obvodů přijímače dostane jen ta část, která
projde připojenou pásmovou propustí spolu s užitečným, nyní již úzkopásmový signálem.
Podobně se chová dekódovací obvod přijímače k širokopásmovému rušivému signálu,
za který lze považovat i signál stejného systému, avšak rozprostřený jiným kódem než
používá přijímač. Superpozice dvou nebo několika širokopásmových signálů, z nichž jeden je
požadovaný rozprostřený signál, přichází do přijímače, kde se provádí dekódování. Zatímco
požadovaný signál je opět běžným způsobem dekódován, rušivé širokopásmové signály jsou
dekódovacím procesem ještě více rozprostřeny a do dalších obvodů přijímače prochází jen
nepatrná část jejich spektra, která závisí na šířce pásma připojené pásmové propusti. V obou
popsaných případech budou tyto zbytkové signály nepatrně zvyšovat šumové pozadí
užitečného signálu.
2.6 Zpracování a přenos signálů
Základní a nejdůležitější operace používané při zpracování signálů v systému UMTS
jsou kódování kanálů (Channelization) a skramblování (Scrambling). Při obou operacích se
používají speciální kódy a většinou při nich dochází k rozprostření spektra signálu, což závisí
23
na vzájemném vztahu bitové rychlosti datového signálu a čipové rychlosti rozprostíracího
kódu. Při výběru vhodné skupiny kódů jsou důležité především jejich korelační vlastnosti. Pro
vzájemné rozlišení jednotlivých kódů je třeba, aby jejich vzájemná korelační funkce byla co
nejmenší, v ideálním případě nulová. Naopak autokorelační funkce by měla mít impulsní
průběh. Obě uvedené vlastnosti však nelze splnit současně.
Pro kódování kanálů se proto používají ortogonální rozprostírací kódy nazývané
Walshovy kódy neboli Walshovy sekvence, zatímco při skramblování se používají
pseudonáhodné kódy PN (Pseudo-Noise codes, Pseudorandom codes) neboli pseudonáhodné
sekvence, [ 1 ], [ 3 ].
2.6.1 Walshovy funkce a sekvence
2.6.1.1 Definice Walshových funkcí a sekvencí
V roce 1923 Joseph Leonard Walsh publikoval článek s názvem „Uzavřený soubor
normálních ortogonálních funkcí“, ve kterém definoval systém ortogonálních funkcí, který je
úplný v normalizovaném intervalu 0, 1 a každá funkce nabývá jen hodnot  1 nebo  1 ,
kromě konečného počtu bodů nespojitosti, ve kterých má hodnotu nula.
Walsh stanovil, že tyto funkce (dnes nazývané Walshovy funkce) jsou ortogonální,
normální a úplné. Označení ortogonální znamená, že jestliže jsou násobeny jakékoliv dvě
rozdílné funkce uvažovaného souboru a integrovány přes celý interval, výsledek je roven 0.
Označení normální znamená, že jestliže dvě funkce jsou jednou a toutéž, integrál jejich
součinu je roven 1. A konečně označením úplné je myšleno, že soubor ortogonálních funkcí
může být používán k vyjádření jakékoliv dané funkce na definičním intervalu jako jejich
lineární kombinace tak, že jejich střední kvadratická chyba v tomto intervalu jde k nule, když
se počet ortogonálních funkcí zvyšuje přes „rozumný limit“. Základní vlastnosti Walshových
funkcí jsou následující.
Walshovy funkce řádu N
označených
jsou definovány jako soubor N
W t  ; t  0,T  ,
j
časových funkcí
j  0, 1,..., N  1,
pro které platí:
 W j t  nabývá hodnot
  1, 1 kromě skoků, kde má hodnotu nula,
 W j 0  1 pro všechna j ,
 W j t  má právě j znaménkových změn (přechodů přes nulu) v intervalu 0, T  ,
T

 0; pro j  k
,
pro j  k
 W t  .W t  dt  T ;
j
0
k
 každá funkce W j t  je buď lichá, nebo sudá vzhledem ke středovému bodu intervalu.
Soubor Walshových funkcí obsahuje N funkcí (členů), které jsou uspořádány podle počtu
průchodů přes nulu (změn znaménka). Ve funkčním zápisu
W t  , W t  ,..., W t  ,..., W t  
0
1
j
N 1
první funkce W0 t  nemá v uvažovaném intervalu 0, T  žádný přechod přes nulu, zatímco
funkce W1 t  má v tomto intervalu jeden přechod přes nulu. Uvažujme funkce na Obr. 2.17,
zobrazené v intervalu 0, T  . Při pohledu na uvedené definice je zřejmé, že jsou to Walshovy
funkce 8. řádu neboť platí:
24
 všech osm funkcí nabývá hodnot   1,  1 ,
 každá funkce začíná v hodnotě  1 , tj. W j 0  1 pro j  0, 1, ..., 7 ,
 index každé funkce W j t  pro j  0,1, ..., 7 označuje počet znaménkových změn, které
každá funkce má,
 z Obr. 2.17 je vidět ortogonalita pro jakoukoliv dvojici funkcí
T
 W t  .W t  dt  T
j
k
jk
,
j, k  0, 1, ..., 7 ,
0
kde  jk je Kroneckerovo delta,
 funkce W0 t  , W2 t  , W4 t  a W6 t  jsou sudé funkce vzhledem ke středovému bodu
intervalu t  T 2 , zatímco W1 t  , W3 t  , W5 t  a W7 t  jsou liché funkce vzhledem
ke středovému bodu intervalu t  T 2 .
Tab. 2.4: Walshovy sekvence 8. řádu
Index
j
Index
(binárně)
Walshovy sekvence
řádu 8 = 23
0
000
W0 = 0 0 0 0 0 0 0 0
1
001
W1 = 0 0 0 0 1 1 1 1
2
010
W2 = 0 0 1 1 1 1 0 0
3
011
W3 = 0 0 1 1 0 0 1 1
4
100
W4 = 0 1 1 0 0 1 1 0
5
101
W5 = 0 1 1 0 1 0 0 1
6
110
W6 = 0 1 0 1 1 0 1 0
7
111
W7 = 0 1 0 1 0 1 0 1
Obr. 2.17: Walshovy funkce 8. řádu, [ 3 ]
Přiřadíme-li okamžitým hodnotám  1 Walshových funkcí logické úrovně  0, 1  , tj.
 1 "0" ,  1 "1" a binární reprezentaci použijeme pro úplný soubor j  0, 1, ..., 7 osmi
Walshových funkcí 8. řádu, potom můžeme napsat osm Walshových sekvencí ve tvaru
uvedeném v Tab. 2.4. Obdobně je možné vytvářet Walshovy sekvence vyšších řádů.
2.6.1.2 Specifikace Walshových funkcí a sekvencí
Walshovy funkce jsou označeny indexy, které vyjadřují počet znaménkových změn této
funkce (průchodů nulou) a nabývají hodnot od 0 do N  1 . Tyto indexy mohou být vyjádřeny
K - bitovým binárním číslem, kde K  log 2 N . Binární reprezentaci úplného souboru indexů
v rozsahu 0 až 2K  1 můžeme vyjádřit
j   j1 , j2 , ..., jK  ,
25
takže
j  j1 2K 1  j2 2K 2  ...  jK 20 .
Zaveďme označení pro K - místné vyjádření každé indexové sekvence
X j   x j1 , x j 2 , ..., x jK 
a pro odpovídající Walshovu sekvenci
W j  w j 0 , w j1, ..., w j  N 1  ,
kde w j 0  0 pro všechna j a w jn  0 nebo 1 pro n  1, 2, ..., N  1. V tomto vyjádření jsou
Walshovy funkce 16. řádu znázorněny v Tab. 2.5.
Nyní je třeba v dalším popisu důsledně rozlišovat termíny „funkce“ a „sekvence“.
Walshovy funkce vyjádřené svými časovými průběhy a nabývající hodnot  1 tvoří množinu
pod matematickou operací násobení (multiplicative group), zatímco Walshovy sekvence
vyjádřené sledem 0 a 1 tvoří množinu pod logickou operací sčítání modulo-2 neboli XOR
(additive group).
Pro přesný popis následujících operací je třeba uvést obecnou definici. Množina G je
soubor prvků, např.  a, b, c,...,  , nad kterými platí matematické operace, které označíme
symbolem „ * “ (označuje buď „  “ nebo „ . “), a pro které platí následující čtyři podmínky.
 Podmínka sjednocení. G je uzavřená množina pod operací „ * “ , tj. jestliže a  G a
b  G , potom a  b je také z G ( a  b  G ).
 Asociativní zákon. Pro libovolné tři prvky množiny platí asociativní zákon, tj. pro jakékoli
a, b, c  G platí a  b  c  a  b  c  .
 Jednotkový prvek. Soubor má „jednotkový prvek“ takový, že pro jakýkoliv prvek a  G ,
platí a   jednotkový prvek  a .
 Inverzní prvek. Každý prvek souboru má svůj „inverzní prvek“ v souboru, a to takový, že
pro
každé
existuje
inverzní
prvek,
který
splňuje
relaci
a G
a  inverzní prvek   jednotkový prvek .
Specifikujme matematickou operaci, označovanou obecně symbolem „ * “. Jestliže
tento symbol označuje matematickou operaci násobení, potom G je množinou funkcí pod
operací násobení, tj. množinou např. Walshových funkcí 8. řádu uvedených na Obr. 2.17.
Z tohoto obrázku vyplývá, že podmínka sjednocení je u prvků této množiny splněna, neboť
násobením dvou libovolných funkcí této množiny, obdržíme funkci, která patří opět do této
množiny. Např. pro W3 t W5 t  , dostáváme W6 t  . Rovněž tak platnost asociativního zákona
je evidentní. Jednotková funkce (jednotkový prvek) je W0 t  pro jakýkoliv řád N , protože
násobením jakékoliv Walshovy funkce funkcí W0 t  , obdržíme tu stejnou funkci. Každá
funkce je současně i svou inverzní funkcí (inverzním prvkem), protože násobením funkce
stejnou funkcí dostaneme W j2 t   W0 t  , tj. jednotkovou funkci (jednotkový prvek).
Nyní definujme matematickou operaci „ * “ jako sčítání modulo-2. Množina G bude
nyní množinou sekvencí, např. Walshových sekvencí, pod operací sčítání modulo-2. Nyní
opět můžeme ověřit platnost čtyř podmínek pro skupinu Walshových sekvencí. Jednotkovým
prvkem množiny je sekvence W0 tvořená pouze nulami, neboť pro všechny sekvence
26
množiny platí W j  W0  W j . Každá sekvence je současně i svým inverzním prvkem neboť
pro všechny sekvence množiny platí W j  W j  W0 . Podmínku sjednocení lze ověřit
následujícím příkladem. Uvažujme Walshovy sekvence 8. řádu
a
W3  0 0 11 0 0 11 ,
kde
X 3  0 11
W5  0 11 0 1 0 0 1 ,
kde
X 5  101 .
Po aplikaci operace sčítání modulo-2 na tyto sekvence dostáváme
W3  W5  0 1 0 1 1 0 1 0  W6
X3  X5  1 1 0  X6 .
a
Výsledkem je opět sekvence z množiny Walshových funkcí osmého řádu, což platí i pro
sekvenci indexovou.
Je tedy zřejmé, že Walshovy funkce
W t  
j
tvoří množinu pod operací násobení,
zatímco Walshovy sekvence W j  tvoří množinu pod operací sčítání modulo-2, tedy platí
Wi t  . W j t   Wr t  ,
Wi  W j  Wr .
Totéž platí i pro jejich odpovídající indexové funkce nebo sekvence, tj.
X i t  . X j t   X r t  ,
Xi  X j  Xr .
2.6.1.3 Generování Walshových funkcí a sekvencí
Walshovy funkce (sekvence) mohou být generovány (vypočítány) různými způsoby.
Nejznámější a nejužívanější jsou metody:

s využitím symetrických vlastností samotných Walshových funkcí,

s použitím Rademacherových funkcí,

s použitím Hadamardových matic.
a) Jestliže uvažujeme soubor Walshových funkcí nebo sekvencí řádu N  2K , potom
sekvence mají symetrické vlastnosti vůči K osám v bodech T 2 , T 22 , .... , T 2 K , kde T
je perioda neboli interval Walshových funkcí. Vůči těmto osám jsou Walshovy funkce buď
sudé, nebo liché. Osy se nalézají v pořadí T 2 j pro j  K , K  1, ..., 1 , tj. T 2 K , T 2 K 1 , ...,
T 2.
Uvažujme libovolnou Walshovu sekvenci ze souboru řádu N  2K  24  16 , například
W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 .
Tato sekvence má lichou symetrii podle osy v bodě T 2K  T 24  T 16 ,
0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1
T/16
lichou symetrii podle osy v bodě T 2 K 1  T 23  T 8 ,
27
0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1
T/8
sudou symetrii podle osy v bodě T 22  T 4
0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1
T/4
a lichou symetrii podle osy v bodě T 21  T 2 .
0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1
T/2
Tab. 2.5: Walshovy sekvence 16. řádu, [ 3 ]
j
Index j
binárně
Walshovy sekvence
j
Index j
binárně
Walshovy sekvence
0
0000
W0 = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
8
1000
W8 = 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0
1
0001
W1 = 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1
9
1001
W9 = 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1
2
0010
W2 = 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0
10
1010
W10 = 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0
3
0011
W3 = 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1
11
1011
W11 = 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1
4
0100
W4 = 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0
12
1100
W12 = 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0
5
0101
W5 = 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1
13
1101
W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1
6
0110
W6 = 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 0
14
1110
W14 = 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0
7
0111
W7 = 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1
15
1111
W15 = 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1
Typ symetrie je dán indexem sekvence zapsaným K - bitovým binárním číslem, tedy
j   j1 , j2 ,..., jK  . Jestliže jk  0 , funkce (sekvence) má sudou symetrii vůči ose v bodě
T 2 K k 1 , pro k  1, 2, ..., K . V případě, že jk  1 funkce (sekvence) má lichou symetrii podle
této osy. Každá funkce začíná vždy 1 a každá sekvence začíná vždy 0, jak je uvedeno
v definici Walshových funkcí a sekvencí, tj. W j 0  1 nebo W j 0  0 pro všechna j .
Walshova sekvence W13 , uvedená výše, je tedy sestavena podle následujícího postupu.
Index sekvence j  13 lze zapsat pomocí binárního čísla  j1 , j2 , j3 , j4    1, 1, 0, 1  . Nyní
j1  1 znamená, že symetrie je lichá podle osy v bodě T 16 ,
j2  1 znamená, že symetrie je lichá podle osy v bodě T 8 ,
j3  0 znamená, že symetrie je sudá podle osy v bodě T 4 ,
j4  1 znamená, že symetrie je lichá podle osy v bodě T 2 .
28
Podle těchto příkazů symetrie (symmetry commands) zapíšeme sekvenci W13 (začínající
nulou) následovně: W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1, což je původně uvažovaná sekvence.
Při znalosti binárního vyjádření indexu Walshovy sekvence a poznatku, že každá sekvence
začíná nulou, lze obdobně stanovit ostatní sekvence 16. řádu (Tab. 2.5), případně i libovolné
sekvence vyšších řádů.
Pro dekódování Walshových kódů, je užitečná znalost jejich dalších symetrických
vlastností. Uvažujme pro jednoduchost opět Walshovy sekvence 16. řádu, konkrétně sekvenci
W13 . Jak bylo již uvedeno, tato sekvence má lichou symetrii ve středovém bodě intervalu
0, T  , kudy prochází osa symetrie. Označme tuto osu aK  a4 .
a4  T 2
0
1
0
1
1
0
1
0
1
0
1
0
0
1
0
1
Sekvence má sudou symetrii podle středových bodů T 4 a 3T 4 , kudy procházejí osy
symetrie dílčích intervalů 0, T 2 a T 2 , T  znázorněných výše. Označme tyto osy
množinou aK 1  a3 .
a3
T 4
0
1
0
1
1
3T 4
0
1
0
1
0
1
0
0
1
0
1
Sekvence má lichou symetrii podle středových bodů T 8 , 3T 8 , 5T 8 a 7T 8 , kudy
procházejí osy symetrie dílčích intervalů 0, T 4 , T 4 , T 2 , T 2 , 3T 4 a 3T 4 , T 
znázorněných výše. Označme tyto osy množinou a2 .
a2
3T 8
T 8
0
1
0
1
1
0
1
5T 8
0
1
0
1
7T 8
0
0
1
0
1
A konečně sekvence má lichou symetrii podle středových bodů T 16 , 3T 16 , 5T 16 , 7T 16 ,
9T 16 , 11T 16 , 13T 16 a 15T 16 kudy procházejí osy symetrie dílčích intervalů 0, T 8 ,
T 8 , T 4, T 4 , 3T 8 , 3T 8 , T 2 , T 2 , 5T 8 , 5T 8 , 3T 4 , 3T 4 , 7T 8
a 7T 8 , T  znázorněných výše. Označme tyto osy množinou a1 .
a1
T 16 3T 16
0
1
0
1
5T 16
1
0
7T 16 9T 16 11T 16 13T 16 15T 16
1
0
1
0
Obecně mohou být osy symetrie nalezeny následovně:
1
0
0
1
0
1
 Walshovy sekvence (funkce) mají buď sudou nebo lichou symetrii v intervalu
podle středového bodu T 2 kudy prochází osa označovaná a K .
29
0, T  ,
 Walshovy sekvence (funkce) mají stejný typ symetrie v dílčích intervalech 0, T 2 a
T 2 , T  , podle středových bodů T 4 a 3T 4 kudy procházejí osy označené aK 1 .
 Tento proces se opakuje K - krát až jsou střední body dílčích intervalů T N , 3T N , ...
N 1 T
N , kde N  2K . Tyto osy jsou označeny množinou a1
a jejich symetrie je
stejná.
Tab. 2.6: Rademacherovy sekvence se 16
prvky
n
Index n
binárně
Rademacherovy sekvence
0
0000
R0 = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
1
0001
R1 = 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1
2
0010
R2 = 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1
3
0011
R3 = 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1
4
0100
R4 = 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1
Obr. 2.18: Rademacherovy funkce se 16
částmi, [ 3 ]
b) Rademacherovy funkce
 Rn t  ;
t  0, T , n  0, 1, ..., l o2 g
N
jsou souborem
1 log 2 N ortogonálních funkcí sestávajících z N  2K pravoúhlých impulsů (elementů),
které v intervalu 0, T  nabývají střídavě hodnot  1 a  1 s výjimkou skoků, při kterých
procházejí nulou. Rademacherovy funkce s N  24  16 částmi jsou znázorněny na Obr.
2.18. Odpovídající Rademacherovy sekvence, sestávající z logických prvků  0, 1 , jsou
uvedeny v Tab. 2.6. Rademacherovy funkce  Rn t   mohou být také definovány vztahem


Rn t   sgn sin 2n t ,
kde
a
t  0, T , n  1, 2, ..., log 2 N  K ,
R0 t   1
 1

sgn x    0
 1

pro x  0
pro x  0 .
pro x  0
Způsob vytváření Rademacherových funkcí je následující.

Funkce R0 t  má v celém intervalu T hodnotu 1, tj. R0 t   1 .
30

Funkci R1 t  získáme tak, že rozdělíme interval 0, T  na dvě poloviny; v první polovině
intervalu má funkce R1 t  hodnotu 1, ve druhé polovině intervalu má hodnotu –1, tj.


R1 t   


1,
 1,
0,
t   0, T 2
t   T 2, T  .
t  0, T 2 , T
 Funkci R2 t  získáme tak, že rozdělíme oba intervaly 0, T 2 a T 2 , T  na dvě
poloviny; v první polovině každého intervalu má funkce R2 t  hodnotu 1, ve druhé
polovině každého intervalu má hodnotu –1, tj.


R2 t   


1,
 1,
0,
t   0, T 4 a t   T 2, 3T 4
t   T 4 , T 2 a t   3T 4, T  .
t  0, T 4, T 2, 3T 4, T
 Uvedené kroky se opakují celkem log 2 N krát, až je v každém dílčím intervalu jednoduchý
impuls.
Na rozdíl od Walshových funkcí nevyjadřují indexy Rademacherových funkcí počet
průchodů funkce nulou. Walshovy funkce jsou vytvářeny jako součin Rademacherových
funkcí, založený na konverzi indexové sekvence Walshovy funkce na Grayův kód.
Grayův kód sestává z N binárních sekvencí a každá z nich je vyjádřena K  log 2 N
bity. Převod indexové sekvence Walshovy funkce X i   xi1 , xi 2 , ..., xiK  na Grayův kód
Gi   gi1, gi 2 , ..., giK  je proveden následovně:
gi1  xi1 ,
gij  xi , j 1  xi , j ,
j  2, 3, ..., K .
Jestliže převádíme index i , vyjádřený K bitovou sekvencí, na odpovídající Grayův kód
pomocí výše uvedených vztahů, potom z Grayových sekvencí je vidět, že předchozí a
následující sekvence (tj. sousední sekvence) se liší vždy pouze v jednom bitu. Naznačený
postup je možné demonstrovat na příkladu Grayova kódu se 16 sekvencemi (slovy). Ze známé
X13  x13,1 , x13, 2 , x13,3 , x13, 4    1 1 0 1
sekvence
se
stanoví
sekvence
G13  g13,1 , g13, 2 , ... , g13, K  následujícím postupem:
g13,1  x13,1  1 ,
g13,2  x13,1  x13,2  1  1  0 ,
g13,3  x13,2  x13,3  1  0  1 ,
g13,4  x13,3  x13,4  0  1  1 .
Výsledná sekvence má tvar G13   1 0 1 1  . Další sekvence Grayova kódu pro K  4 je
možné sestavit podle uvedených pravidel. Jejich tvary jsou uvedeny v Tab. 2.7.
Vytvoření souboru Walshových funkcí řádu N  2K jako součinu Rademacherových
funkcí ze souboru  R0 t , R1 t , R2 t , ..., RK t  se provádí v následujících krocích.
Tab. 2.7:
31
Grayův kód pro K = 4
Xi = xi1 xi2 xi3 xi4
Gi = gi1 gi2 gi3 gi4
Xi = xi1 xi2 xi3 xi4
Gi = gi1 gi2 gi3 gi4
X0 = 0 0 0 0
G0 = 0 0 0 0
X8 = 1 0 0 0
G8 = 1 1 0 0
X1 = 0 0 0 1
G1 = 0 0 0 1
X9 = 1 0 0 1
G9 = 1 1 0 1
X2 = 0 0 1 0
G2 = 0 0 1 1
X10 = 1 0 1 0
G10 = 1 1 1 1
X3 = 0 0 1 1
G3 = 0 0 1 0
X11 = 1 0 1 1
G11 = 1 1 1 0
X4 = 0 1 0 0
G4 = 0 1 1 0
X12 = 1 1 0 0
G12 = 1 0 1 0
X5 = 0 1 0 1
G5 = 0 1 1 1
X13 = 1 1 0 1
G13 = 1 0 1 1
X6 = 0 1 1 0
G6 = 0 1 0 1
X14 = 1 1 1 0
G14 = 1 0 0 1
X7 = 0 1 1 1
G7 = 0 1 0 0
X15 = 1 1 1 1
G15 = 1 0 0 0
 Vyjádříme index i Walshovy funkce v binárním K - bitovém tvaru jako indexovou
sekvenci X i   xi1 , xi 2 , ..., xiK  , xij   0, 1 .
 Převedeme X i na odpovídající Grayův kód X i  Gi .
 Každé sekvenci Grayova kódu přiřadíme Rademacherovu sekvenci podle pravidla
gij  RK 1 j , tj. přiřadíme g i1 ke RK , gi 2 ke RK 1 , ...., giK ke R1 .
 Walshova funkce Wi t  je vytvořena jako součin Rademacherovy funkce R0 t  a
Rademacherových funkcí  R j t  , které jsou přiřazeny k nenulovým prvkům Gi Grayova
kódu, tedy
Wi t   R0 t .  RK 1 j t  
j: g ij 1
 R0 t  . RK t  je - li gi1  1. RK 1 t  je - li gi 2  1 . ... . R1 t  je - li giK  1 .
Walshova sekvence Wi je vytvořena jako součet modulo-2 Rademacherovy sekvence
R0 a Rademacherových sekvencí  R j , které jsou přiřazeny k nenulovým prvkům Gi
Grayova kódu, tedy
Wi  R0 
R
j: g ij 1
K 1 j

 R0  RK je - li gi1  1  RK 1 je - li gi 2  1  ...  R1 je - li giK  1 .
Uvedený obecný postup výpočtu je možné demonstrovat například pro Walshovu
funkci 16. řádu W13 t  . Z indexu této funkce stanovíme X13   1 1 0 1 a postupem
uvedeným v předchozím textu určíme Grayův kód G13   1 0 1 1  . Walshova funkce je
potom výsledkem násobení Rademacherových funkcí W13t   R0 t  . R4 t  . R2 t  . R1 t  a
Walshova sekvence je výsledkem součtu modulo-2 Rademacherových sekvencí
W13  R0  R4  R2  R1 .
32
R0 = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
R4 = 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1
R2 = 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1
R1 = 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1
__________________________________________________________
W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1
c) Hadamardova matice je čtvercová matice řádu N, jejíž prvky nabývají pouze hodnoty +1
nebo -1. Řádky a sloupce této matice jsou vzájemně ortogonální. Jestliže první řádek a první
sloupec matice obsahují pouze prvky +1, jedná se o tzv. normální tvar Hadamardovy matice.
Pokud zaměníme prvky +1 za logickou hodnotu „0“ a prvek -1 za logickou hodnotu „1“,
obdržíme Hadamardovu matici logických prvků. Například pro Hadamardovy matice 2. řádu
tedy platí
1 1  0 0
H2  

.
1  1 0 1
Poněvadž také platí H1  1  0, je možné použít pro Hadamardovy matice vyšších řádů
rekurentní vztah
H
H2N   N
H N
HN 
.
 H N 
Stanovení Hadamardových matic 4. a 8. řádu se provede následujícím způsobem
H
H4   2
H 2
H
H8   4
H 4
1
H 2   1

 H 2   1

1
1
1

1

H4   1

 H 4   1

1
1

 1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
 1
,
1  1  1

1 1 1 
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
 1
 1

1
.
 1

1
1

 1
Všechny řádky a sloupce Hadamardovy matice obecně N-tého řádu jsou Walshovými
funkcemi N-tého řádu. Problém je pouze v tom, že indexy Walshových funkcí (udávající
počet znaménkových změn funkce) nesouhlasí s označením řádků a sloupců příslušné
Hadamardovy matice. Při generaci Walshových funkcí pomocí Hadamardových matic je tedy
nutné provést „změnu číslování“. Počet znaménkových změn Walshovy funkce Wi t  udává
index i, který můžeme vyjádřit binárně ve tvaru X i  xi1 , xi 2 , ... , xiK  . Číslo řádku
Hadamardovy matice, který představuje Walshovu funkci Wi t  , vyjádříme binárně ve tvaru
C j  c j1 , c j 2 , ... , c jK . Vzájemný vztah mezi prvky binárních čísel X i a C j je následující:
33
Tab. 2.8: Hadamardovy sekvence 8. řádu
c jK  xi1 ,
H0 = 0 0 0 0 0 0 0 0
c j , K k  xik  xi ,k 1 , pro k  1, 2, ... , K  1 .
H1 = 0 1 0 1 0 1 0 1
Konkrétní postup výpočtu bude
proveden pro Walshovu sekvenci W6 , ze
0 1 1 0
souboru sekvencí 8. řádu.
Hadamardovu
1 1 1 1
matici 8. řádu v normálním tvaru převedeme
1 0 1 0
na Hadamardovy sekvence, přičemž sekvence
1 1 0 0
H 0 je dána prvky prvního řádku matice,
1 0 0 1
sekvence H1 prvky druhého řádku matice
atd. (Tab. 2.8). Nyní musíme stanovit index
8. řádu, která je současně sekvencí W6 . Poněvadž pro index
X 6   1 1 0  , můžeme podle výše uvedených obecných vztahů psát
H2 = 0 0 1 1 0 0 1 1
H3 = 0 1 1 0
H4 = 0 0 0 0
H5 = 0 1 0 1
H6 = 0 0 1 1
H7 = 0 1 1 0
Hadamardovy sekvence
Walshovy sekvence platí
c j ,3  x6,1  1 ,
c j , 2  x6,1  x6, 2  1  1  0 ,
c j ,1  x6, 2  x6,3  1  0  1 .
Z výsledků stanovíme index Hadamardovy sekvence C j  c j ,1 , c j , 2 , c j ,3    1 0 1 , tedy j  5 .
Hledanou Hadamardovou sekvencí je H 5 , tj. platí W6  H 5 , což také vyplývá srovnáním Tab.
2.4 a Tab. 2.8. Popsaným způsobem je možné stanovit nejen zbývající Walshovy sekvence 8.
řádu, ale i další Walshovy sekvence vyšších řádů, [ 3 ].
2.6.2 Pseudonáhodné sekvence
Pseudonáhodné sekvence (kódy) neboli PN sekvence se v systému UMTS používají při
procesu skramblování, kdy se před vlastním přenosem s pomocí pseudonáhodné sekvence
náhodně změní datová sekvence již rozprostřeného datového signálu. Stejná pseudonáhodná
sekvence potom slouží na přijímací straně k obnovení původního signálu. Uvedený proces
skramblování může být realizován například sčítáním modulo-2 datové a pseudonáhodné
sekvence, jak naznačuje následující příklad.
Datová sekvence
1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 …
Pseudonáhodná sekvence
1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 …
Vysílaná sekvence
0 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 …
Na přijímací straně se původní signál získá s pomocí stejné pseudonáhodné sekvence opět
jejím sčítáním modulo-2 s přijímaným signálem.
Přijímaná sekvence
0 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 …
Pseudonáhodná sekvence
1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 …
Původní datová sekvence
1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 …
Z uvedeného příkladu vyplývají dva základní požadavky na každou pseudonáhodnou
sekvenci: a) musí být reprodukovatelná v přijímači, b) musí být v synchronizmu se stejnou
skramblovací sekvencí ve vysílači. Tyto dva požadavky by nebylo možné splnit při použití
zcela náhodné sekvence. Z toho důvodu se používají sekvence, které jsou dostatečně náhodné
34
(nepravidelné), aby nebyly rozpoznány nežádoucími přijímači, a přesto relativně snadno
reprodukovatelné pro jejich snadné generování a synchronizování v přijímači.
Nejvýznamnější metoda generování takových binárních sekvencí využívá lineární
zpětnovazební posuvný registr LFSR (Linear Feedback Shift Register). Generátor sekvence
obsahující n stupňový LFSR, u něhož lze podle potřeby nastavit libovolné počáteční
podmínky, bude po určitém počtu hodinových impulsů generovat vždy stejnou sekvenci.
Výstupní sekvence generátoru bude tedy periodická. Poněvadž maximální počet různých
kombinací n bitového čísla je 2 n , perioda sekvence nepřesáhne 2 n period hodinových
impulsů. Ze všech možných počátečních stavů je třeba vyloučit případ, kdy jsou v registru
uloženy (přednastaveny) samé nuly. Takový stav registru by se s hodinovými impulsy
neměnil. Proto je maximální počet možných počátečních stavů registru 2 n  1 . Výstupní
sekvence posuvného registru s periodou 2 n  1 je nazývána sekvencí s maximální délkou
nebo zkráceně m-sekvence.
Součet modulo-2
+
1
0
0
0
0
Výstup
Hodinové impulsy
Obr. 2.19: Lineární zpětnovazební posuvný registr (n = 5)
Příklad generování pseudonáhodné sekvence pětistupňovým LFSR ( n  5 )
s počátečním stavem (loading sequence) 10000 je naznačen na Obr. 2.19. Jedna perioda
generované sekvence S má tvar
S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001.
Délka sekvence je 2 n 1  25  1  31 , takže se jedná o m-sekvenci. Sekvence označované
jako m-sekvence mají následující tři vlastnosti.
1. Vyvážený počet jedniček a nul. V úplné periodě P  2 n  1 se liší celkový počet jedniček a
celkový počet nul nejvýše o 1. V uvedeném příkladu je celkem 16 jedniček a 15 nul.
2. Definovaný počet běhů jedniček a nul. Obecně existuje 2n1 běhů za sebou jdoucích
jedniček a nul (10 a 01), dále 2 n2 běhů je délky 1, 2 n3 běhů má délku 2, 2 n4 má délku 3,
atd. Existuje jeden běh samých nul délky n  1 a jeden běh samých jedniček délky n .
V popisovaném příkladu je celkem 2 n1  251  16 běhů za sebou jdoucích jedniček a nul,
dále 252  8 běhů délky 1 (čtyři běhy 1 a čtyři běhy 0)
S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 ,
253  4 běhy délky 2 (dva běhy 11 a dva běhy 00)
S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 ,
254  2 běhy délky 3 (jeden běh 111 a jeden běh 000)
S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 ,
35
jeden běh samých nul délky 4 a jeden běh samých jedniček délky 5
S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 .
3. Výhodné korelační vlastnosti. Jestliže je úplná sekvence srovnávána bit po bitu se
stejnou, ale časově posunutou sekvencí, potom celkový počet neshod je vždy o jedničku větší
než celkový počet shod jednotlivých dvojic bitů. Pro ověření pravdivosti tohoto tvrzení
srovnejme již uvedenou posloupnost S se stejnou posloupností, ale posunutou o čtyři bity.
Začátek nové sekvence, kterou označíme S 4  , je na čtvrté pozici od konce původní sekvence.
Srovnání lze provést například sčítáním modulo-2 obou sekvencí, kdy výsledek sčítání
nestejných bitů (neshoda) je 1, zatímco výsledek sčítání stejných bitů (shoda) je 0.
S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001
S 4  = 1010 1110 1100 0111 1100 1101 0010 000
S  S 4  = 1010 0100 0010 1011 1011 0001 1111 001
Ve výsledné sekvenci je celkem 16 jedniček (neshod) a celkem 15 nul (shod). Počet neshod je
tedy skutečně o jedničku větší než počet shod.
Korelace (přesněji autokorelace) sekvencí S a S k  se obecně stanoví následujícím postupem:
S, S k  = (počet shod sekvencí S a S k  ) - (počet neshod sekvencí S a S k  ) .
Obecně platí:


S , S k   1 , pro k  1, 2, ... , 2 n  2 .
Pro uvedený konkrétní příklad dostáváme:
S , S 4  = (počet shod sekvencí S a S 4  ) - (počet neshod sekvencí S a S 4  ) =
= 15 16  1 .
Současně platí:
S , S k   1 , pro k  1, 2, ... , 30 .
Struktura pseudonáhodné sekvence generované pomocí LFSR závisí na délce registru n,
jeho počátečním stavu a zapojení registru, kdy počet a umístění součtových členů modulo-2 je
určen generujícím polynomem (podobně jako u konvolučních kodérů), [ 3 ].
2.6.3 Rozprostírání signálu
Rozprostírací kódy užívané v rádiovém prostředí UTRA lze znázornit pomocí
Walshova stromu (Obr. 2.20), jehož struktura je dána rekurentními vztahy pro Hadamardovy
matice (viz 2.6.1). Kódy různých větví tohoto stromu jsou ortogonální (až na výjimky, viz
dále), tj. odpovídající signály při přesné časové synchronizaci jeden s druhým neinterferují.
Uvedené tvrzení je možné zkontrolovat stanovením vzájemné korelace kódů. Je-li korelace
mezi dvěma kódy nulová (signály s nulovou interferencí), kódy jsou ortogonální.
Každý kód je označen symbolem CSF ,k , kde SF (Spreading Factor) je činitel
rozprostírání neboli zisk rozprostírání (Spreading Gain) a k je číslo kódu v rozsahu od 0 do
SF  1 . Datový signál rozprostřený například kódem C8, 2 bude derozprostírán stejným
kódem. Může však být také derozprostírán kódem C4,1 , protože kód
C8, 2 vznikne
36
dvojnásobným opakováním kódu C4,1 . Poněvadž obdobně kód C16, 4 vznikne čtyřnásobným
opakováním kódu C4,1 , můžeme při použití rozprostíracího kódu C16, 4 provést derozprostírání
také kódem C4,1 . Pro tyto vlastnosti se uvedené kódy nazývají ortogonální s variabilním
činitelem rozprostírání a označují se zkratkou OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor
codes).
C4,0 = (1,1,1,1)
C2,0 = (1,1)
C8,1 = (1,1,1,1,-1,-1,-1,-1)
C8,2 = (1,1,-1,-1,1,1,-1,-1)
C4,1 = (1,1,-1,-1)
C1,0 = (1)
C8,3 = (1,1,-1,-1,-1,-1,1,1)
C8,4 = (1,-1,1,-1,1,-1,1,-1)
C4,2 = (1,-1,1,-1)
C2,1 = (1,-1)
SF = 2
C8,5 = (1,-1,1,-1,-1,1,-1,1)
C8,6 = (1,-1,-1,1,1,-1,-1,1)
C4,3 = (1,-1,-1,1)
SF = 1
C8,0 = (1,1,1,1,1,1,1,1)
SF = 4
C8,7 = (1,-1,-1,1,-1,1,1,-1)
SF = 8
Obr. 2.20: Strom Walshových funkcí, [ 1 ]
Jestliže je ale nějakému uživateli přidělen kód, například C8, 2 , potom nemohou být
jinými uživateli současně používány žádné jiné kódy z jeho substromu (např. C16, 4 , C16,5 ,
C32,8 , …), neboť nejsou s tímto původním kódem ortogonální. Poněvadž kód C16, 4 je vlastně
dvakrát opakovaný kód C8, 2 , budou oba kódy výborně korelovat. Pokud by tyto kódy byly
přiděleny různým uživatelům, nemohl by být na přijímací straně žádný ze signálů obnoven.
Obecně při použití například kódu C4,1 (Obr. 2.20), nemohou být již používány žádné kódy
z jeho substromu, protože by docházelo ke vzniku interferencí (alespoň částečně) pro všechny
kódy substromu s vyššími činiteli rozprostírání ( C8, 2 a C8,3 , C16, 4 až C16, 7 atd.).
Pro UTRAN FDD je minimální přípustný činitel rozprostírání SF  4 , tedy každý
datový bit je reprezentován 4 čipy. Přestože se čtyřmi čipy lze vytvořit celkem 16 kombinací,
jsou dostupné pouze 4 ortogonální kódy, kterými mohou být rozlišeni pouze 4 uživatelé. Ti
sice mohou dosáhnout nejvyšší uživatelské přenosové rychlosti signálu, avšak pro všechny
ostatní uživatele již žádné kódy k dispozici nebudou.
Ortogonalita různých kódů může být zjištěna pomocí korelační funkce, která vyjadřuje
vzájemné statistické vazby mezi dvěma kódy. Pokud dva různé kódy nejsou korelované,
jejich vzájemná korelační funkce bude nulová. Příklad stanovení korelace kódů C8, 4 a C8, 2 ,
tedy kódů s SF  8 , je naznačen na Obr. 2.21. Odtud vyplývá, že korelační funkce je nulová
pro všechny časové posuvy rovnající se násobkům čipové periody. Na Obr. 2.21 jsou sice
nakresleny pouze první dva případy posuvů, avšak další posuvy je možné graficky znázornit
vždy některým z uvedených příkladů. Podobným způsobem je možné ověřit ortogonalitu
Walshových kódů i pro obecné vzájemné posunutí t (Obr. 2.22).
bit
bit
čip
čip
+1
+1
C8,4
C8,4
t
-1
t
-1
+1
+1
C8,2
C8,2
t
-1
(C8,4 . C8,2) =
37
+1 -1 +1 -1 +1 -1 +1 -1 = 0
t
-1
(C8,4 . C8,2) =
a)
-1
-1 +1 +1 -1
-1 +1 +1 = 0
b)
Obr. 2.21: Příklady korelace kódů C8,4 a C8,2 : a) Δt = 0, b) Δt = jedna čipová perioda
Je třeba zdůraznit, že ortogonalita Walshových kódů je zaručena pouze pro t = 0, tj. při
přesné časové synchronizaci kódů. V reálném prostředí nemusí být tato podmínka vždy
dodržena. Například vlivem odrazů signálu od různých překážek dochází ke zpoždění signálu
a v důsledku toho může být ortogonalita kódů porušena, což způsobí zvýšení úrovně
interferencí v rádiovém prostředí.
bit
čip
+1
C8,4
t
-1
+1
C8,2
t
-1
(C8,4 . C8,2) =
-1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 +1
=0
Obr. 2.22: Příklad korelace kódů C8,4 a C8,2 , neboli Walshových funkcí W7(t) a W3(t),
pro Δt = jedna třetina čipové periody
Při procesu kódování kanálů (Channelization) se vstupní datový signál násobí
rozprostíracím kódem a dochází k jeho rozprostírání. Po rozprostření signálu je každý bit
datového signálu reprezentován určitým počtem čipů. Poměr čipové rychlosti rozprostíracího
kódu a bitové rychlosti datového signálu je roven činiteli rozprostírání SF neboli zisku
rozprostírání. Výstupní rozprostřený signál má stejnou čipovou rychlost jako rozprostírací
kód. U systému UMTS je čipová rychlost Walshových rozprostíracích kódů 3,84 Mchip/s, a
proto výstupní signál bude mít po rozprostření také čipovou rychlost 3,84 Mchip/s. Poněvadž
vstupní datový signál (před rozprostřením) může mít proměnnou bitovou rychlost, může se
měnit i SF v rozsahu od 4 (nejnižší SF) až do 512 (nejvyšší SF). Čím nižší SF, tím je
dosaženo vyšší uživatelské přenosové rychlosti signálu.
Popsaný způsob rozprostření signálu byl realizován násobením dvou digitálních signálů
nabývajících hodnot +1 nebo -1, tj. signálů vyjádřených funkcemi času. Stejného výsledku je
možné dosáhnout sčítáním modulo-2 obou signálů, avšak vyjádřených jako posloupnosti
logických „1“ a „0“ (viz 2.6.1.2). Přiřadíme-li tedy funkční hodnotě 1 logickou hodnotu „0“ a
funkční hodnotě -1 logickou hodnotu „1“, můžeme rozprostírací proces realizovat sčítáním
38
modulo-2 dvou posloupností. Tyto dva ekvivalentní procesy probíhají podle následujících
vztahů.
Funkce:
Posloupnosti:
 1.  1   1
 1.  1   1
 1.  1   1
 1.  1   1
00  0
1  "0"
0 1  1
 1  "1"
1 0  1
11  0
Na Obr. 2.23 je uveden příklad rozprostírání signálu pro SF  4 realizovaný oběma
uvedenými způsoby. Informace obsažená v každém výstupním signálu, který se bude vysílat
k přijímači, je v obou případech stejná, [ 1 ].
čip
bit
čip
+1
bit
1
Data
t
-1
Data
0
t
+1
1
C4,2
t
-1
Rozprostření
Vysílaný
signál
C4,2
0
násobením
Rozprostření
+1
t
-1
t
Vysílaný
signál
sčítáním (mod 2)
1
0
t
Obr. 2.23: Příklad rozprostírání datového signálu kódem C4,2 (SF = 4)
čip
Přijímaný
signál
čip
+1
t
-1
Přijímaný
signál
1
0
t
+1
1
C4,2
t
-1
Derozprostření
Výstupní
signál
0
násobením
bit
t
Derozprostření
+1
-1
C4,2
t
Výstupní
signál
sčítáním (mod 2)
1
0
bit
Obr. 2.24: Příklad derozprostírání přijímaného širokopásmového signálu
t
39
2.6.4 Derozprostírání signálu
Proces derozprostírání signálu je podobný jako proces rozprostírání signálu. Přijímaný
širokopásmový signál s vysokou čipovou rychlostí je násoben (případně sečítán modulo-2) se
stejným kódem, s jakým byl datový signál rozprostřen. Výsledkem derozprostření
přijímaného signálu je původní datový úzkopásmový signál. Příklad derozprostírání
přijímaného signálu vytvořeného podle Obr. 2.23 je naznačen (opět pro oba možné způsoby)
na Obr. 2.24. Původní signál lze vytvořit pouze použitím kódu C4, 2 . Pokud bude přijímaný
signál derozprostírán nevhodným kódem, například kódem C4,1 ortogonálním s kódem C4, 2 ,
potom původní datový signál obnoven nebude a na výstupu se objeví rozprostřený signál
s vysokou čipovou rychlostí (Obr. 2.25).
Zvýšení účinnosti derozprostíracího
čip
procesu se dosáhne použitím korelačního
+1
přijímače.
Dílčí
výsledky
Přijímaný
derozprostíracího procesu jsou po dobu
signál
t
-1
trvání jednoho bitu akumulovány
v integrátoru, takže na konci bitové
+1
periody je úroveň požadovaného signálu
C4,1
t
zvýšena v závislosti na velikosti SF. Čím
-1
větší je SF, tj. čím více čipů je použito
k rozprostření jednoho bitu datového
Derozprostření násobením
signálu, tím větší je signál po integraci.
Proto se v tomto případě termín „činitel
+1
Výstupní
rozprostírání“ nahrazuje termínem „zisk
signál
t
-1
rozprostírání“ (Spreading Gain). Za
bit
korelátorem je zapojen komparátor, který
na konci každé bitové periody rozhoduje
Obr. 2.25: Derozprostírání signálu
o tom, zda měl původní datový signál
nevhodným kódem
úroveň log 1 nebo log 0. Čím vyšší je
zisk rozprostírání, tím snadněji vyhodnotí
komparátor signál z korelátoru. Příklad činnosti korelačního přijímače pro signál s SF  4 je
nakreslen na Obr. 2.26, [ 1 ].
bit
čip
Přijímaný
signál
+1
t
-1
+1
C4,2
t
-1
Výsledek
násobení
Integrace
Výstup
komparátoru
-1 -1 -1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
Zisk
rozprostírání
t
+1
-1
t
Obr. 2.26: Zpracování signálu v korelačním přijímači (SF = 4) – použití správného kódu
40
V plně ortogonálním systému jednotlivé signály vzájemně neinterferují a úroveň
interferencí v přenosovém prostředí je tedy nulová. Pokud je v takovém systému přijímaný
signál derozprostírán nevhodným kódem, na výstupu integrátoru bude nulový signál, jak je
naznačeno na Obr. 2.27, a komparátor se potom náhodně překlopí do jednoho ze dvou
možných stavů. Bohužel v praxi nelze zajistit, aby systém byl plně ortogonální, a proto
výstupní signál po korelaci může být různý od nuly. Odolnost signálu vůči interferencím je
možné zvýšit pouze zvětšením rozprostíracího zisku. Čím vyšší bude zisk rozprostírání SF,
tím méně bude užitečný signál ovlivňován interferencemi.
bit
čip
+1
Přijímaný
signál
t
-1
+1
C4,1
t
-1
Výsledek
násobení
-1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 -1
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
Integrace
Zisk
rozprostírání
t
rozhodování
Obr. 2.27: Zpracování signálu v korelačním přijímači (SF = 4) – použití nevhodného kódu
P
P
Úroveň
signálu
(2SF)
Derozprostřený
signál (SF)
Úroveň
signálu
(SF)
Derozprostřený
signál (2SF)
Rozprostřené
signály
Úroveň
interferencí
Rozprostřené
signály
Úroveň
interferencí
a)
f
b)
f
Obr. 2.28: Vliv zisku rozprostírání SF na C/I: a) nízká úroveň interferencí, b) vysoká
úroveň interferencí, [ 1 ]
Odolnost signálu vůči interferencím pro různé SF je symbolicky znázorněna na Obr.
2.28. Úzký sloupec (červený) představuje derozprostřený úzkopásmový signál a vodorovné
barevné pásy reprezentují různé rozprostřené širokopásmové signály, které lze také považovat
za širokopásmový šum. Podle velikosti jednotlivých signálů mohou být pásy i různě široké.
Součtem těchto signálů je dána celková výkonová úroveň interferencí. V Obr. 2.28a byl
vysílaný signál rozprostřen s daným činitelem rozprostírání SF. Poněvadž po derozprostření je
výsledná úroveň signálu vyšší než úroveň interferencí, může být původní vysílaný signál
41
v přijímači obnoven. Poměr mezi výkonovou úrovní signálu po derozprostření a výkonovou
úrovní interferencí se označuje C I (Carrier to Interference). Obr. 2.28b znázorňuje případ,
kdy se úroveň interferencí zvýšila, například zvětšením počtu účastníků v buňce. V takovém
případě by výkonová úroveň původního vysílaného signálu po derozprostření byla pod
výkonovou úrovní interferencí. Komunikace by nemohla být uskutečněna z důvodu
nevyhovujícího poměru C I . Úroveň signálu po derozprostření však závisí na činiteli
rozprostírání (zisku rozprostírání) a jeho změnou je tedy možné měnit i C I . Změnou činitele
rozprostírání na vyšší hodnotu (v Obr. 2.28b na dvojnásobek) je možné dosáhnout i vyššího
zisku rozprostírání, takže poměr C I se zvětší a úroveň signálu po derozprostření bude vyšší
než úroveň interferencí.
2.6.5 Autokorelační vlastnosti používaných kódů
Kódy používané v systémech CDMA a tedy i v systému UMTS musí mít dvě základní
vlastnosti. Pro minimalizaci interferencí na rádiovém rozhraní musí mít kódy jednotlivých
uživatelů nízkou vzájemnou korelaci (nejlépe nulovou). Naopak pro zajištění dobré
synchronizace, musí mít kódy dobré autokorelační vlastnosti (autokorelační funkce musí mít
impulsní charakter). Vzájemně korelační funkce a autokorelační funkce uvedených kódů však
neumožňují dosažení nízké vzájemné korelace a současně i dobré autokorelace. Kódy
s dobrými autokorelačními vlastnostmi mají náhodný charakter, a proto se nazývají
pseudonáhodné kódy PN (Pseudo-Noise). Ve srovnání s ortogonálními kódy však mají horší
vzájemně korelační vlastnosti. Naopak ortogonální kódy (Walshovy) vynikají nulovou
vzájemnou korelací, avšak mají nevyhovující autokorelační vlastnosti.
sekvence
sekvence
čip
čip
+1
+1
PN kód
t
-1
C8,4
+1
+1
PN kód
t
-1
Autokorelace
(t=0)
t
-1
= +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1
= 11
+11
C8,4
t
-1
Autokorelace
= +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 = 8
(t=0)
+8
0
t
+1
t
-1
a)
-8
b)
Obr. 2.29: Autokorelace: a) PN kódu, b) ortogonálního kódu, [ 1 ]
Jak již bylo uvedeno, přijímaný rozprostřený signál a generovaný derozprostírací kód
musí být v přesné časové synchronizaci. Přijímač tedy potřebuje synchronizační informaci.
Vedle rozprostíracích ortogonálních kódů jsou proto potřebné v systémech CDMA i další
kódy pro zajištění časové synchronizace. Je-li tedy se signálem vysílán navíc i
42
pseudonáhodný kód, který může být v přijímači generován, potom časová synchronizace
může být odvozena s využitím autokorelačních vlastností PN kódu a použitím
přizpůsobených filtrů.
Na Obr. 2.29 jsou naznačeny časové průběhy signálů při autokorelaci PN kódu a
ortogonálního kódu. Výsledný průběh autokorelace PN kódu nabývá maximální hodnoty
(peak) v okamžiku, kdy sekvence začíná. Teoretické zdůvodnění časového průběhu na Obr.
2.29a je popsáno v kapitole 2.6.2. Po provedení autokorelace PN kódu v přijímači je tedy
jednoznačně určen začátek PN sekvence a přijímač se může zasynchronizovat na přijímaný
signál.
Časový průběh autokorelace ortogonálního kódu C8, 4 z Walshova stromu je uveden na
Obr. 2.29b. Během doby trvání kódové sekvence nabývá časový průběh celkem čtyřikrát
maximální hodnoty a čtyřikrát minimální hodnoty. Tato maxima (resp. minima) nedefinují
jednoznačně začátek sekvence, a proto tímto způsobem nemůže být přijímač na začátek
sekvence synchronizován.
2.6.6
Přenos signálu v UTRAN FDD
V systému UMTS se při zpracování signálu provádějí dvě základní operace, a to
kódování kanálů (Channelization) a skramblování (Scrambling). Kódování kanálů se používá
za účelem rozlišení různých datových signálů (uživatelských kanálů), které jsou vysílány
z jednoho zdroje. Přitom každý uživatelský kanál musí používat jiný rozprostírací kód.
Používají se OVSF kódy z Walshova stromu. Při této operaci se změní bitová rychlost
datového signálu na čipovou rychlost 3,84 Mchip/s používanou v systému UMTS. Počet čipů
připadajících na jeden bit datového signálu je dán činitelem rozprostírání SF.
Skramblování se využívá ke vzájemnému oddělení signálů vysílaných z různých zdrojů,
například UEs v uplinku nebo Node Bs v downlinku. Pro tuto operaci se používají PN kódy.
Poněvadž čipová rychlost PN kódů je stejná jako čipová rychlost OVSF kódů, nedochází při
skramblování ke změně přenosové rychlosti signálu. Pro skramblování se používají dva druhy
PN kódů, a to dlouhé skramblovací kódy (38 400 čipů) odvozené z Goldových kódů a krátké
skramblovací kódy (256 čipů) odvozené z S(2) kódů. Dlouhé kódy se používají pouze
v downlinku. V uplinku se používají dlouhé kódy pro Node Bs osazené přijímači RAKE,
zatímco krátké kódy se používají pro Node Bs osazené přijímači s potlačením interferencí
nebo přijímači s detekcí několika uživatelů. Přehledové blokové schéma zpracování signálů
v systému UMTS je nakresleno na Obr. 2.30.
Čipová rychlost signálu 3,84 Mchip/s v systému UMTS je konstantní a určuje
výslednou šířku pásma rádiového kanálu. Obecně platí, čím vyšší je čipová rychlost, tím větší
je šířka pásma rádiového kanálu. Například v systému IS-95 je čipová rychlost signálu 1,2288
Mchip/s, a proto je výsledná šířka rádiového kanálu 1,25 MHz. V systému UMTS je pro
uvedenou čipovou rychlost výsledná šířka pásma rádiového kanálu 5 MHz. Poněvadž šířka
pásma rádiového kanálu v systému UMTS je mnohem větší než šířka pásma rádiových kanálů
jiných CDMA systémů, je systém UMTS velice často také označována jako systém WCDMA
(Wide CDMA).
Činitel rozprostírání SF se v UTRAN FDD mění v rozsahu od 4 do 512. Poněvadž
čipová rychlost je konstantní, má SF přímý vliv na uživatelskou přenosovou rychlost signálu.
Při větším SF je menší uživatelská přenosová rychlost signálu, avšak větší zisk rozprostírání
snižuje citlivost přenosu k interferencím. Naopak při menším SF je uživatelská přenosová
rychlost větší, ale citlivost přenosu k interferencím se zvyšuje z důvodu menšího zisku
rozprostírání.
OVSF1
Datový
signál 1
Bitová
rychlost
VYSÍLAČ
Kódování kanálů
(Channelization)
PN kód
Čipová
rychlost
OVSFn
Datový
signál n
Bitová
rychlost
3,84 Mchip/s
Skramblování
(Scrambling)
Čipová
rychlost
Datový
signál 1
PŘIJÍMAČ
Dekódování kanálů
(Dechannelization)
PN kód
Čipová
rychlost
OVSFn
Datový
signál n
Bitová
rychlost
VF
modulátor
(Channelization)
OVSF1
Bitová
rychlost
43
3,84 Mchip/s
Deskramblování
(Descrambling)
Čipová
rychlost
VF
demodulátor
Dekódování kanálů
(Dechannelization)
Obr. 2.30: Blokové schéma zpracování signálů v systému UMTS, [ 1 ], [ 7 ]
Pro rozlišení signálů je v systému UMTS přidělen každému Node B a každému UE
jedinečný skramblovací kód. Všechny signály jsou tedy ve stejném čase sdíleny stejným
rádiovým kanálem, avšak jejich rozlišení je provedeno jedinečným skramblovacím kódem.
Tímto se systém UMTS (obecně systémy CDMA) výrazně odlišuje například od systému
GSM, který každému uživateli přidělí pro komunikaci určitý rádiový kanál a v něm krátký
časový interval – timeslot. V každém okamžiku je tedy v jednom rádiovém kanálu signál
pouze jednoho uživatele. U systému UMTS jsou v downlinku rozlišeny skramblovacími kódy
jednotlivé Node Bs (buňky) a podobně v uplinku jsou těmito kódy rozlišeny jednotlivé UEs.
Počet ortogonálních kódů používaných v systému UMTS je však omezen. Například
libovolný Node B může realizovat pouze omezený počet spojení, a to v rozsahu od 4 (používá
SF  4 ) do 512 (používá SF  512 ), tj. používá omezený počet ortogonálních kódů.
Poněvadž ale každý zdroj (každý Node B nebo každý UE) má svůj vlastní skramblovací kód,
může používat stejné ortogonální kódy z Walshova stromu, aniž by docházelo k vzájemnému
rušení (vzniku interferencí). V Tab. 2.9 je přehledně uvedeno srovnání procesů kódování
kanálů a skramblování.
Konkrétní příklad spojení tří účastníků UE1, UE2 a UE3 s jedním Node B je naznačen na
Obr. 2.31. Node B má svůj jedinečný skramblovací kód SCB, který vysílá v downlinku ke
každému UE. Dostupné OVSF kódy z Walshova stromu jsou v downlinku sdíleny všemi
účastníky v buňce a slouží k identifikaci uživatelů a jejich služeb. Proto jsou vysílány k UE 1
například dva datové signály kódované OVSF1 a OVSF2, dále k UE2 například tři datové
signály kódované OVSF3, OVSF4 a OVSF5 apod. Všechny tyto OVSF kódy, které jsou
následně kódovány jediným skramblovacím kódem SCB, jsou přesně synchronní a tudíž
44
vzájemně ortogonální. Poněvadž Node B používá dostupné OVSF kódy pro všechny
účastníky v buňce, je přenos v downlinku limitován počtem kódů. Pro zvýšení kapacity
spojení v downlinku může používat Node B další skramblovací kód (secondary scrambling
code). Signály kódované tímto přídavným kódem však nejsou ortogonální s primárním
skramblovacím kódem, a proto je tato možnost využívána pouze ve výjimečných případech.
Tab. 2.9: Srovnání procesů kódování kanálů a skramblování, [ 1 ], [ 7 ]
Skramblování
Použité kódy:
OVSF kódy z Walshova stromu
Počet kódů:
Závisí na SF (od 4 do 512)
Rozprostírání signálu:
Ano – změna bitové rychlosti na
čipovou rychlost 3,84 Mchip/s
Ne – skramblovací kód má stejnou
čipovou rychlost jako rozprostírací kód
Uplink: Rozlišení fyzických kanálů
jednoho UE
Uplink: Rozlišení UEs
Využití:
UE1
PN kódy (nejsou ortogonální!)
Uplink: několik miliónů
Downlink: 512
Downlink: Rozlišení spojení různých
uživatelů v jedné buňce
2 dat
o vé k
anály
: SC
B + OV
2 dat
SF
ové k
1 + OVS
anály
F
: SC
2
1 + OVS
F +
1
OVS
F
2
Node B
vé
ato
2d
3
Downlink: Rozlišení Node Bs (buněk)
kan
C2
: S
ály
á
kan
ové
dat
ly:
SC B
F
VS 1
+O
F
VS 3
+O
F
VS 2
+O
+
SF 4
OV
F
VS 5
+O
2 dat
ové k
anály
: SC
3 dat
B + OVS
ové k
F +
anály
6
OVS
F
: SC
7
3 + OVS
F +
1
OVS
F +
2
OVS
F
UE2
UE3
3
Obr. 2.31: Příklad spojení v systému UMTS, [ 1 ]
V uplinku vysílá každý UE k Node B svůj vlastní skramblovací kód, tedy UE1 vysílá
SC1, UE2 vysílá SC2 a UE3 vysílá SC3. Přitom každý účastník může používat pro identifikaci
požadovaných služeb jakýkoliv dostupný OVSF kód Walshova stromu. Z tohoto pohledu má
tedy každý účastník stejnou kódovou kapacitu jako Node B. Poněvadž skramblovací kódy
užívané v uplinku nejsou vzájemně ortogonální, v systému vznikají interference. Přenos
v uplinku je tedy limitován celkovou úrovní interferencí.
45
2.7 Používané kanály
Podobně jako v systému GSM i v systému UMTS jsou definovány různé typy kanálů
pro přenos signálů mezi různými vrstvami podle modelu OSI. Fyzické kanály (Physical
Channels) jsou používány pro vysílání datových signálů přes rádiové rozhraní (fyzickou
vrstvu). Jsou přesně definovány pomocí parametrů rádiových kanálů, tedy kmitočtem nosné,
šířkou pásma rádiového kanálu a použitým kódem.
Transportní kanály (Transport Channels) jsou definovány na rozhraní mezi fyzickou
vrstvou a vrstvou MAC (Medium Access Control). Používají se pro multiplexování signálů
různých služeb a umožňují přenos s proměnnou bitovou rychlostí. V systému GSM nejsou
definovány.
Na rozhraní mezi vrstvami MAC a RLC (Radio Link Control), které jsou obě součástí
spojové vrstvy, se používají logické kanály (Logical Channels). Existuje několik různých
typů logických kanálů, které jsou definovány podle typu přenášených dat (základní rozdělení:
uživatelská a řídicí data). Ve směru k vyšší vrstvě RRC (Radio Ressource Control) jsou
definovány tzv. rádiové nosiče RB (Radio Bearers), které se dále dělí na signalizační rádiové
nosiče SRB (Signalling Radio Bearers), určené pro přenos signalizačních zpráv, a uživatelské
rádiové nosiče (User Plane Radio Bearers) pro přenos uživatelských signálů, [ 1 ], [ 2 ].
2.7.1 Logické kanály
Logické kanály, používané na rozhraní mezi vrstvami MAC a RLC, se obecně rozdělují
na řídicí kanály (Control Channels) a provozní kanály (Traffic Channels). Řídicí kanály se
využívají pro přenos signalizace, provozní kanály se používají pro přenos uživatelských dat.
Přehledné znázornění rozdělení logických kanálů je nakresleno na Obr. 2.32. Jednotlivé
kanály mohou být vytvořeny buď pouze pro uplink nebo pouze pro downlink, případně
mohou být vytvářeny pro oba směry přenosu současně (Bidirectional Channels).
BCCH (downlink)
Řídicí
kanály
PCCH (downlink)
DCCH (Bi-directional)
Logické
kanály
CCCH (Bi-directional)
Provozní
kanály
CTCH (downlink)
DTCH (downlink)
DTCH (uplink)
Obr. 2.32: Logické kanály systému UMTS
Řídicí kanály:
BCCH (Broadcast Control Channel) – je vysílán pouze v downlinku a přenáší specifické
řídicí informace o buňce.
46
PCCH (Paging Control Channel) – je vysílán pouze v downlinku a obsahuje pagingové
informace.
DCCH (Dedicated Control Channel) – je používán v obou směrech pro přenos řídicích
informací k UE. Je vytvářen v případech, když UEs provádějí RRC připojení k síti.
CCCH (Common Control Channel) – používá se pro oba směry přenosu a přenáší řídicí
informace mezi sítí a UE. Účastnická zařízení jej využívají v případě, kdy není vytvořen kanál
DCCH.
Provozní kanály:
CTCH (Common Traffic Channel) – je kanál pro spojení point-to-multipoint, který je
používán k přenosu specifických uživatelských informací pro všechny nebo pro vymezenou
skupinu UEs. Využívá se pouze v downlinku.
DTCH (Dedicated Traffic Channel) – je kanál pro spojení point-to-point, vyhrazený pro
jeden UE. Přenáší uživatelské informace a může být sestaven jak v uplinku, tak v downlinku.
Není však kanálem obousměrným (Bi-directional Channel) neboť může být sestaven pouze
v jednom směru, [ 1 ], [ 2 ].
2.7.2
Transportní kanály
Transportní kanály se používají na rozhraní mezi fyzickou vrstvou a vrstvou MAC. Na
rozdíl od logických kanálů jsou všechny transportní kanály jednosměrné, tj. mohou být
vytvořeny pouze pro uplink nebo pouze pro downlink. Nerozlišují mezi přenosem řídicích
informací a uživatelských dat. Dělí se na vyhrazené transportní kanály (Dedicated Transport
Channels) a společné transportní kanály (Common Transport Channels). Jejich základní
rozdělení je přehledně znázorněno na Obr. 2.33.
Vyhrazené
transportní
kanály
DCH (downlink)
DCH (uplink)
BCH (downlink)
Transportní
kanály
RACH (uplink)
Společné
transportní
kanály
FACH (downlink)
PCH (downlink)
CPCH (uplink)
DSCH (downlink)
Obr. 2.33: Transportní kanály systému UMTS
Vyhrazené transportní kanály:
DCH (Dedicated Channel) – je vyhrazen pouze pro jeden UE. Provádí přenos jak řídicích
informací, tak i uživatelských dat. Podporuje rychlé změny přenosové rychlosti signálu a je
jediným transportním kanálem podporujícím měkký handover. Používá se jak v uplinku, tak i
downlinku.
Společné transportní kanály:
47
BCH (Broadcast Channel) – je užíván k vysílání systémových informací do celé buňky.
Poněvadž parametry BCH jsou známé, mohou být informace dekódovány každým UE.
Používá se pouze v downlinku.
FACH (Forward Access Channel) – je vysílán pouze v downlinku a přenáší relativně malé
množství dat. Parametry FACH jsou vysílány v systémových informacích.
PCH (Paging Channel) – přenáší důležitá data pro paginovou proceduru. Je vysílán pouze
v downlinku. Umožňuje účinně využívat klidový režim UE a tím prodlužovat životnost
akumulátorů UE.
DSCH (Downlink Shared Channel) – je společný pro několik uživatelů. Z mnoha hledisek je
podobný FACH, avšak podporuje navíc i rychlé řízení výkonu UE. Proto může být používán
po delší dobu než FACH. Dále také podporuje užívání proměnné bitové rychlosti. Je vždy
přidružený ke kanálu DCH, který poskytuje informace o řízení výkonu UE. V kanálu DSCH
jsou vysílány informace, kdy má UE kanál DSCH dekódovat a jaký rozprostírací kód má být
použit. Z pohledu činnosti systému není jeho používání povinné. Je spíše doplňkovým
kanálem, vysílaným pouze v downlinku, o jehož použití rozhoduje operátor.
RACH (Random Access Channel) – přenáší řídicí informace z UE do sítě, například pro
proceduru náhodného přístupu. Může však být použit i k přenosu malého objemu dat do sítě.
Poněvadž tento kanál je používán všemi UEs v buňce, existuje na tomto kanálu velké riziko
kolize. Parametry RACH jsou přenášeny v systémových informacích na kanálu BCH. Pro
počáteční přístup používá RACH otevřenou smyčku řízení výkonu. Používá se pouze
v uplinku.
CPCH (uplink Common Packet Channel) – podobně jako RACH je užíván k přenosu dat do
sítě. Na rozdíl od RACH používá speciální CPCH proceduru, která zamezuje kolizím na
rádiovém rozhraní. Ve srovnání s RACH může mít dobu trvání až 640 ms (64 rámců). Je
doplňkovým kanálem používaným pouze v uplinku, [ 1 ], [ 2 ].
2.7.3 Mapování logických kanálů
Logické kanály jsou vrstvou MAC mapovány do transportních kanálů, které se přivádějí
na vstup fyzické vrstvy. Nejedná se však o přiřazování kanálů typu „jeden do jednoho“
(s výjimkou PCCH  PCH), nýbrž mapování závisí na stavu UE, množství dat, které má být
přeneseno, požadované službě atd. Transportní kanál, do kterého má být mapován logický
kanál, je stanoven SRNC. Příklady mapování logických kanálů pro downlink a uplink jsou
naznačeny na Obr. 2.34.
Logické kanály
Logické kanály
BCCH
BCH
CCCH
CTCH
PCCH
PCH
FACH
a)
DCCH
DTCH
DCH
DSCH
DCCH
DTCH
CCCH
RACH
DCH
CPCH
b)
Obr. 2.34: Příklady mapování logických kanálů do transportních kanálů:
a) v downlinku, b) v uplinku, [ 1 ], [ 12 ]
48
Výběr typu transportního kanálu závisí na několika parametrech. K nejdůležitějším
parametrům patří typ služby, zatížení společných kanálů, úroveň interferencí na rádiovém
rozhraní a objem přenášených dat.
Typ služby. Pro služby v reálném čase (například hovor, přenos videosekvencí atd.),
kdy je požadováno velice malé zpoždění signálu, se používají vyhrazené kanály DCH.
U služeb, které nevyžadují přenos v reálném čase (například e-mail, surfování po síti Internet
atd.), nejsou tak přísné požadavky na zpoždění signálu, a proto se používají společné kanály
CPCH.
Zatížení společných kanálů. Společné kanály jsou sdíleny několika uživateli na
principu časového dělení. To umožňuje šetřit omezený počet ortogonálních kódů
v downlinku, neboť stejný kód je sdílen několika uživateli. Čím více je uživatelů, kteří sdílejí
stejné prostředky, tím delší je doba, za kterou bude potřebný kanál přiřazen. Jestliže je
společný prostředek přetížen a požadavky na zpoždění nemohou být prosazeny, je přiřazen
vyhrazený kanál DCH.
Úroveň interferencí na rádiovém rozhraní. Vyhrazené kanály DCH jsou kódově
multiplexovány, tj. každému DCH je přiřazen specifický kód. Čím větší je počet uživatelů,
kteří mají přidělený DCH, tím větší je počet signálů vysílaných současně. Z toho důvodu se
zvyšuje i úroveň interferencí na rádiovém rozhraní (ovšem pouze v uplinku). Naproti tomu
DCH podporují používání rychlého řízení výkonu a měkký handover, což zvyšuje jejich
výkonnost.
Objem přenášených dat. Poněvadž společné kanály se využívají několika uživateli na
principu časového dělení, jsou sestavovány a uvolňovány velice často. Jejich sestavování a
uvolňování trvá určitou dobu, po kterou jsou fyzické zdroje (například rozprostírací kód)
blokovány pro spojení, které v daném okamžiku není aktivní. Proto je používání DCH
efektivnější v případech, kdy jsou přenášeny větší objemy dat.
Z předchozího textu vyplývá, že při výběru transportního kanálu hrají důležitou roli
všechny výše uvedené parametry. Rozhodnutí o výběru příslušného transportního kanálu
provádí SRNC tak, aby byla dosažena co nejvyšší přenosová rychlost signálu a co nejnižší
úroveň interferencí na rádiovém rozhraní. Přitom kanály DCH jsou přidělovány na principu
kódového multiplexu CDM a kanály CPCH na principu časového multiplexu TDM. Každý
z těchto způsobů má své výhody a nevýhody, [ 1 ], [ 2 ].
2.7.4
Přenos dat v transportních kanálech
Přenos dat v transportních kanálech se provádí pomocí transportních bloků, které jsou
základní přenosovou jednotkou mezi vrstvami 1 (fyzická) a 2 (spojová). Přenos je
jednosměrný, tj. může probíhat buď v jednom, nebo v opačném směru. Poněvadž ve fyzické
vrstvě se datový signál přenáší v rádiových rámcích délky 10 ms, je ve vrstvě MAC
generován každých 10 ms nový transportní blok (nebo několik bloků), který je přenášen do
fyzické vrstvy. Z důvodů zajištění přenosu s proměnnou bitovou rychlostí je také možné
přenášet několik transportních bloků (tzv. sada transportních bloků) ve stejném
transportním kanále a ve stejném rámci délky 10 ms nebo násobků 10 ms. Přitom velikost
každého transportního bloku v sadě transportních bloků je stejná. Velikost sady transportních
bloků se vyjadřuje celkovým počtem bitů a lze ji stanovit jako součin počtu transportních
bloků n v sadě a počtu bitů m transportního bloku.
Doba přenosu TTI (Transmission Time Interval) jedné sady transportních bloků je
definovaná jako doba mezi příchody dvou sad transportních bloků přenášených mezi vrstvami
1 a 2. Doba TTI může nabývat hodnot 10 ms, 20 ms, 40 ms nebo 80 ms. Příklady přenosů
49
transportních bloků v transportních kanálech DCH (používají se pro uplink i downlink) jsou
nakresleny na Obr. 2.35.
Transportní blok
Transportní blok
Transportní blok
DCH1
Transportní blok
TTI
TTI
Transportní blok
Transportní blok
Transportní blok
Transportní blok
TTI
TTI
Transportní blok
Transportní blok
Transportní blok
DCH2
Transportní blok
t
TTI
Velikost sady
transportních
bloků [bit]
Transportní blok
Transportní blok
TTI
TTI
TTI
t
Velikost
transportního bloku [bit]
Transportní blok
DCH3
TTI
Transportní blok
Transportní blok
TTI
TTI
t
Obr. 2.35: Příklady přenosu transportních bloků, [ 1 ], [ 12 ]
Transportní formát TF (Transport Format) definuje množství dat v sadě transportních
bloků a současně udává, jakým způsobem s nimi pracuje fyzická vrstva. Skládá se ze dvou
částí: semistatické (Semi-static) a dynamické (Dynamic).
V semistatické části se udává doba přenosu TTI, schéma ochrany proti chybám a
velikost CRC. V této podobě používá semistatickou část pouze fyzický vrstva. Vrstva MAC
používá pouze parametr TTI. Schéma ochrany proti chybám a velikost CRC jsou atributy
používané fyzickou vrstvou pro kanálové kódování a dále pro řízení kvality služeb.
Dynamická část transportního formátu obsahuje údaje o velikosti transportního bloku a
velikosti sady transportních bloků. Vrstva MAC vysílá do fyzické vrstvy v každém TTI určitý
počet transportních bloků dané velikosti. V závislosti na velikosti sady transportních bloků
může být vysílán buď jeden, nebo několik transportních bloků. Velikost sady transportních
bloků je vždy celočíselným násobkem velikosti transportního bloku. Nastavením těchto dvou
parametrů je určena okamžitá přenosová rychlost signálu v transportním kanálu.
Velikost transportního
bloku = 320 bitů
Velikost sady
transportních
bloků = 640 bitů
320 bitů
320 bitů
320 bitů
320 bitů
320 bitů
320 bitů
TTI = 10 ms
TTI = 10 ms
TTI = 10 ms
Obr. 2.36: Příklad transportního formátu, [ 1 ], [ 12 ]
t
50
Příklad konkrétního transportního formátu je naznačen na Obr. 2.36. Transportní
formát je v tomto případě definován: semistatická část 10 ms, (schéma ochrany proti
chybám, velikost CRC), dynamická část 320 bitů, 640 bitů.
V rámci konstantní semistatické části (konstantního TTI) může být používáno několik
různých transportních formátů definovaných v tzv. sadě transportních formátů TFS
(Transport Format Set). Transportní formát se může měnit každý TTI což umožňuje měnit
okamžitou přenosovou rychlost signálu. Informace o změně TF se vysílá před transportním
blokem nebo sadou transportních bloků ve formě indikátoru transportního bloku TFI
(Transport Format Indicator). Příklad použití sady transportních formátů je naznačen na Obr.
2.37. Semistatická část má tvar 10 ms, (schéma ochrany proti chybám, velikost CRC),
dynamická část 320 bitů, 320 bitů; 320 bitů, 640 bitů; 320 bitů, 960 bitů, tj. TF1; TF2;
TF3, [ 1 ], [ 2 ].
Indikuje
TF2
Indikuje
TF1
Indikuje
TF3
320 bitů
TFI
320 bitů
320 bitů
320 bitů
TFI
TTI = 10 ms
320 bitů
TFI
TTI = 10 ms
320 bitů
TTI = 10 ms
t
Obr. 2.37: Příklad použití sady transportních formátů, [ 1 ], [ 12 ]
2.7.5
Fyzické kanály
Fyzické kanály se používají k přenosu datových signálů přes rádiové rozhraní. Jsou
definovány pomocí následujících parametrů: kmitočet nosné, skramblovací kód, kód pro
rozlišení kanálů a doba trvání. Další parametry UTRA jsou šířka pásma rádiového kanálu
(5 MHz) a rozteč duplexního páru pro FDD (190 MHz). Kmitočtová pásma systému UMTS
jsou uvedena v Tab. 2.1.
Fyzické kanály se rozdělují na vyhrazené fyzické kanály a společné fyzické kanály.
Společné fyzické kanály (Common Physical Channels) jsou sdíleny všemi nebo skupinou
UEs, zatímco vyhrazené fyzické kanály (Dedicated Physical Channels) jsou přiděleny pro
jednotlivá rádiová spojení. Podle přenášené informace se fyzické kanály dále rozdělují na
fyzické kanály přenášející transportní kanály (Obr. 2.38) a fyzické kanály potřebné pro řízení
systému (Obr. 2.39).
Vyhrazené
fyzické
kanály
Fyzické
kanály
DPDCH (downlink)
DPDCH (uplink)
P-CCPCH (downlink)
Společné
fyzické
kanály
PRACH (uplink)
S-CCPCH (downlink)
PCPCH (uplink)
PDSCH (downlink)
Obr. 2.38: Fyzické kanály pro přenos transportních kanálů
51
Společné fyzické kanály pro přenos transportních kanálů:
PRACH (Physical Random Access Channel) – je fyzický kanál pro přenos RACH. Poněvadž
je využíván při iniciování přístupu do sítě, musí zvládnout vliv různých vzdáleností Node B a
UE. Používá speciální přístupovou proceduru pro nastavení počáteční výkonové úrovně
signálu. Jeho trvání je buď 10 ms (jeden rámec) nebo 20 ms (dva rámce).
PCPCH (Physical Common Packet Channel) – je používán pro přenos CPCH. Přiřazuje se
pomocí časového multiplexu a je sdílen množstvím různých uživatelů. Podobně jako PRACH,
používá i PCPCH speciální přístupovou proceduru pro nastavení počáteční výkonové úrovně
signálu. Dále používá rychlé řízení výkonu a může mít dobu trvání až 640 ms (64 rámců).
P-CCPCH (Primary Common Control Physical Channel) – je používán pro přenos BCH. Má
konstantní datovou rychlost 30 kbit/s.
S-CCPCH (Secondary Common Control Physical Channel) – přenáší FACH a PCH.
Podporuje proměnné datové rychlosti.
PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) – je používán pro přenos DSCH. Přiřazuje se
pomocí časového multiplexu a je vždy přidružený v downlinku k DPDCH, který informuje
přijímače o řízení výkonu, o době přístupu a rozprostíracím kódu pro PDSCH.
Vyhrazené fyzické kanály pro přenos transportních kanálů:
DPDCH (Dedicated Physical Data Channel) – je vyhrazený kanál pro přenos datových
signálů transportních kanálů. Využívá se v uplinku i downlinku.
Vyhrazené
fyzické
kanály
DPCCH (downlink)
DPCCH (uplink)
CSICH (downlink)
CPICH (downlink)
Fyzické
kanály
SCH (downlink)
Společné
fyzické
kanály
AICH (downlink)
AP-AICH (downlink)
CD/CA-ICH (downlink)
PICH (downlink)
Obr. 2.39: Fyzické kanály potřebné pro řízení systému
Na rozdíl od fyzických kanálů přenášejících transportní kanály, fyzické kanály potřebné
pro řízení systému a fyzikálních procedur fyzické vrstvy se nepoužívají ve směru k vyšším
vrstvám.
Vyhrazené fyzické kanály potřebné pro řízení systému:
DPCCH (Dedicated Physical Control Channel) – je vysílán současně s DPDCH. Přenáší
informace fyzické vrstvy potřebné pro činnost systému a pro zvýšení výkonnosti rádiových
prostředků (například příkazy o nastavení výkonu).
Společné fyzické kanály potřebné pro řízení systému:
52
CPICH (Common PIlot Channel) – vysílá se v něm nepřetržitě definovaný vzorek znaků,
který je v UE potřebný pro dekódování skramblovacího kódu buňky, dále pro odhad (měření)
kanálu a pro měření signálu sousedních buněk. Kromě toho slouží CPICH jako fázová
reference pro ostatní fyzické kanály.
SCH (Synchronization Channel) – je vyžadován UE při hledání buňky a při počáteční
synchronizaci v buňce. Skládá se ze dvou subkanálů – primárního a sekundárního.
AICH (Acquisition Indicator Channel) – používá se pro přístupovou proceduru pomocí
PRACH.
CSICH, AP-AICH, CD/CA-ICH (CPCH Status Indicator Channel, Access Preamble –
Acquisition Indicator Channel, Collision Detection / Channel Assignment – Indicator
Channel ) – používají se pro přístupovou proceduru pomocí PCPCH.
PICH (Page Indication Channel) – přenáší indikátory, které udávají přítomnost pagingové
zprávy na PCH. Slouží k podpoře DRX (Discontinuous Reception), [ 1 ], [ 2 ].
2.8 Hlavní funkce fyzické vrstvy
Způsob zpracování signálu vhodného pro přenos v rádiovém prostředí je v systému
UMTS různý pro uplink a downlink. Přesto je možné hlavní funkce fyzické vrstvy obecně
shrnout do následujících bodů: kanálové kódování (FEC), multiplexování transportních
kanálů, mapování transportních kanálů do fyzických kanálů, rozprostírání signálu, modulace a
řízení výkonu, [ 1 ].
2.8.1
Kanálové kódování
Pro každý transportní blok, který přichází do fyzické vrstvy v transportním kanálu, je
prováděn výpočet kontroly CRC. Výsledek (16 bitů) je přidán k bloku dat a slouží na
přijímací straně k detekci chyb způsobených na přenosové cestě. Po připojení kontrol CRC
jsou všechny bloky n jednoho intervalu TTI opět sériově seřazeny neboli zřetězeny. Jestliže
celkový počet bitů po zřetězení je větší než maximální počet bitů kódového bloku pro
kanálové kódování, je provedena segmentace kódového bloku. Zřetězené transportní bloky
jsou proto segmentovány na kódové bloky stejné velikosti. Nyní se nad každým kódovým
blokem provádí kanálové kódování, jehož kódovací schéma závisí na typu transportního
kanálu, jak je naznačeno v Tab. 2.10.
Tab. 2.10: Kanálové kódování různých transportních kanálů, [ 1 ]
Transportní kanál
BCH
PCH
RACH
CPCH, DCH,
DSCH, FACH
Kódovací schéma
Kódovací poměr
Konvoluční kódování
1/2
1/2, 1/3
Turbo kódování
1/3
Bez kanálového kódování
Po kanálovém kódování se datový tok doplní určitým počtem bitů tak, aby mohl být
rozdělen na N datových segmentů stejné velikosti, kde N = TTI / 10 ms (využívá se pouze
v UL). Následuje první prokládací proces (Interleaving), při kterém se používá blokové
prokládání. Počet sloupců matice závisí na intervalu TTI a je násobkem periody rádiového
53
rámce (10 ms). Z uvedeného vyplývá, že první prokládání se provádí přes délku intervalu TTI
pouze v případě, kdy TTI je větší než 10 ms.
Po prvním prokládání jsou data segmentována do rádiových rámců (Radio Frame
Segmentation). Celkový počet rámců je N a každý má délkou 10 ms. Poněvadž po kanálovém
kódování byl datový tok doplněn vhodným počtem bitů, je zaručeno, že počet bitů v každém
rámci bude stejný. Nyní následuje tzv. přizpůsobení bitové rychlosti (Rate Matching), které se
provádí opakováním nebo vytečkováním (punctured) bitů transportních kanálů. Proces
přizpůsobení bitové rychlosti zajišťuje, že celkové množství dat po multiplexování
transportních kanálů bude stejné, jako požadované množství dat pro rádiový rámec. Konkrétní
číselný příklad zpracování signálů při kanálovém kódování je znázorněn na Obr. 2.40, [ 1 ].
576 bitů / 40 ms
Transportní blok
Transportní blok
Připojení CRC
n transportních bloků (n = 0, 1 nebo 2)
Řetězení bloků
CRC
16 bitů
592 . n
Turbo kódování, R = 1/3
1776 . n
Připojení doplňkových bitů
1776 . n
Dop. bity
12 bitů
První prokládání
Segmentace rádiových rámců
Přizpůsobení bitové rychlosti
1776 . n + 12
RF 1
RF 2
RF 3
RF 4
(1776 . n + 12) / 4
(1776 . n + 12) / 4
(1776 . n + 12) / 4
(1776 . n + 12) / 4
A1
A2
A3
A4
(1776 . n + 12) / 4 + X
(1776 . n + 12) / 4 + X
(1776 . n + 12) / 4 + X
(1776 . n + 12) / 4 + X
10 ms
Multiplexování transportních kanálů
Obr. 2.40: Příklad zpracování signálu při kanálovém kódování, [ 1 ], [ 12 ]
2.8.2 Multiplexování transportních kanálů
Před mapováním transportních kanálů do fyzických kanálů se provádí jejich
multiplexování, což umožňuje uživateli využívat několik transportních kanálů a tedy i několik
služeb současně. Po procesu přizpůsobení bitové rychlosti jsou kódované transportní kanály
multiplexovány do jednoho kódovaného kompozitního transportního kanálu CCTrCH (Coded
Composite Transport Channel). Způsob multiplexování dvou kódovaných transportních
kanálů ukazuje Obr. 2.41.
54
Kódovaný transportní kanál A
28,8 kbit/s
A1
A2
Multiplexování TrCH
A3
A1
Druhé prokládání
Kódovaný transportní kanál B
3,4 kbit/s
B1
1. rámec
A4
A2
B1
B2
2. rámec
A3
B2
B3
B3
A4
3. rámec
B4
B4
4. rámec
10 ms
Obr. 2.41: Příklad multiplexování dvou transportních kanálů, [ 1 ], [ 12 ]
Poněvadž proces přizpůsobení bitové rychlosti zajišťuje, že bitová rychlost CCTrCH je
identická, jako celková bitová rychlost fyzického kanálu, bitová sekvence může být přímo a
přesně mapována do fyzického kanálu, [ 1 ].
2.8.3
Mapování transportních kanálů do fyzických kanálů
Diagram mapování transportních kanálů (vybraných) do fyzických kanálů je zobrazen
na Obr. 2.42. Z něj vyplývá, že kanály FACH a PCH mohou sdílet stejný fyzický kanál
S-CCPCH. Je však možný i případ, kdy každý z těchto kanálů bude mít různý kanál
S-CCPCH. Ostatní transportní kanály jsou mapovány způsobem „jeden do jednoho“.
DCH
RACH
CPCH
BCH
DPDCH
PRACH
PCPCH
P-CCPCH
FACH
PCH
S-CCPCH
DSCH
PDSCH
Fyzické kanály
Obr. 2.42: Mapování transportních kanálů do fyzických kanálů, [ 1 ], [ 12 ]
Multiplexování kanálů FACH a PCH se provádí z důvodů úspory vyzářeného výkonu
z Node B. Signály v obou kanálech musí být vysílány s vysokou výkonovou úrovní, aby byly
dosažitelné i UEs na hranicích buňky. Proto je výhodnější tyto signály multiplexovat a vysílat
v jednom fyzickém kanálu, než je vysílat ve dvou různých fyzických kanálech a tím zvyšovat
vyzářený výkon i příkon Node B.
Každý rádiový rámec fyzického kanálu má délku 10 ms a je rozdělen na 15 timeslotů.
Délka jednoho timeslotu je cca 667 s (přesně 2/3 ms). Počet datových bitů v timeslotech se
může měnit, avšak po rozprostření signálu bude v každém timeslotu 2560 čipů. To odpovídá
již dříve uvedené čipové rychlosti systému UMTS, která je konstantní a má hodnotu 3,84
Mchip/s = 2560 čipů : (2/3) ms.
Struktura rádiového rámce pro kanály DPDCH a DPCCH vysílané v uplinku je
nakreslena na Obr. 2.43. Oba kanály jsou v uplinku vysílány současně na principu kódového
multiplexu. Počet datových bitů mapovaných do kanálu DPDCH se může měnit v závislosti
55
na činiteli rozprostírání SF, který může nabývat hodnot v rozsahu od 4 do 256. Bitovou
rychlost datového signálu je možné měnit každých 10 ms, tedy každý rádiový rámec.
Používané bitové rychlosti jsou uvedeny v Tab. 2.11. Vzájemnou závislost bitové a čipové
rychlosti je možné vyjádřit vztahem:
Bitová rychlost 
Čipová rychlost 3,84 Mchip / s
.

SF
SF
Kanál DPCCH je v uplinku využíván pro řízení systému a pro indikaci bitové rychlosti
signálu v kanálu DPDCH. Činitel rozprostírání SF je vždy 256, tj. v jednom timeslotu je 10
bitů, a tedy bitová rychlost signálu je 15 kbit/s = 10 bitů : (2/3) ms. Přenáší všechny
informace, které jsou nezbytné pro fyzickou vrstvu:
 Pilot – definovaný vzorek bitů, používaný Node B k měření podmínek v přenosovém
kanálu a k výpočtu poměru SIR (Signal to Interference Ratio), tj. poměru výkonu
užitečného signálu a výkonu interferenčních signálů, který je nutný pro zadávání příkazů o
změně výkonu.
 TFCI (Transport Format Combination Identifier) – informuje Node B o transportních
formátech, které jsou aktivní v současně vysílaných DPDCH.
 FBI (FeedBack Information) – bity přenášejí informace nezbytné pro procedury vyžadující
zpětnou vazbu z UE do UTRAN.
 TPC (Transmit Power Control) – pole bitů přenášejících příkazy o řízení výkonů (rychlé
řízení výkonu v uzavřené smyčce). Tyto příkazy mají opakovací kmitočet 1500 Hz.
1 rádiový rámec délky 10 ms
Timeslot 0
DPCCH
Pilot
Timeslot 1
Timeslot k
TFCI
FBI
Timeslot 14
TPC
10 bitů, 2560 čipů
Data
DPDCH
Proměnný počet bitů, 2560 čipů
Obr. 2.43: Struktura rádiového rámce kanálů DPCCH a DPDCH v uplinku
Tab. 2.11: Bitové rychlosti datového signálu v kanálu DPDCH v uplinku, [ 1 ]
Bitová rychlost
[kbit/s]
15
30
60
120
240
480
960
Činitel
rozprostírání
256
128
64
32
16
8
4
Počet bitů
v rámci 10 ms
150
300
600
1200
2400
4800
9600
Počet bitů v
timeslotu 667 s
10
20
40
80
160
320
640
56
Poněkud jiná je struktura rádiového rámce pro kanály DPDCH a DPCCH vysílané
v downlinku, která je nakreslena na Obr. 2.44. Oba kanály jsou v downlinku vysílány na
principu časového multiplexu.
Kanál DPDCH přenáší, podobně jako v uplinku, kanál DCH. Počet datových bitů je
opět proměnný a závisí na SF, který může nabývat hodnot nyní v rozsahu od 4 až do 512.
Bitová rychlost je proměnná a opět se může každý rádiový rámec měnit. Poněvadž jsou však
oba kanály časově multiplexovány, závisí bitová rychlost signálu DPDCH také na bitové
rychlosti signálu DPCCH. Se zvyšováním bitové rychlosti v DPCCH bude klesat bitová
rychlost v DPDCH. Používané bitové rychlosti jsou uvedeny v Tab. 2.12. Nižší bitové
rychlosti datových signálů lze realizovat opakováním datových bitů nebo použitím funkce
DTX. Kanál DPCCH má stejné vlastnosti jako v uplinku, pouze pole FBI není přenášeno.
1 rádiový rámec délky 10 ms
Timeslot 0
Timeslot 1
Data 1
TPC
DPDCH
Timeslot 14
Timeslot k
TFCI
DPCCH
Data 2
Pilot
DPDCH
DPCCH
2560 čipů
Obr. 2.44: Struktura rádiového rámce kanálů DPCCH a DPDCH v downlinku
Tab. 2.12: Bitové rychlosti datového signálu v kanálu DPDCH v downlinku
Celková
bitová rychlost
[kbit/s]
15
30
60
120
240
480
960
1920
Činitel
rozprostírání
Celkový počet bitů
v timeslotu 667 s
512
256
128
64
32
16
8
4
10
20
40
80
160
320
640
1280
Počet
datových bitů
v timeslotu
2–4
8 – 16
28 – 34
60
140
288
608
1248
Bitová rychlost
datového signálu
[kbit/s]
3–6
12 – 24
42 – 51
90
210
432
912
1872
Vliv funkce DTX na přenos signálů v uplinku (kódový multiplex) a downlinku (časový
multiplex) je naznačen na Obr. 2.45. Její použití je možné pouze v kanále DPDCH v případě,
kdy nejsou připravena žádná data pro vysílání. V kanále DPCCH ji nelze využít, neboť jsou
v něm přenášeny důležité informace o řízení výkonu, [ 1 ].
a)
DPDCH
Interval DTX
DPCCH
DPDCH
DPDCH
DPDCH
DPCCH
DTX
DPCCH
DTX
DPCCH
DTX
DPCCH
DPDCH
DPCCH
DPDCH
DPCCH
b)
DPCCH
t
t
Obr. 2.45: Příklad použití funkce DTX: a) v uplinku, b) v downlinku, [ 1 ], [ 12 ]
57
2.8.4 Rozprostírání signálu a modulace
Podrobné schéma rozprostírání signálu v uplinku je nakresleno na Obr. 2.46. Kanál
DPDCH je mapován do větve I a rozprostírán ortogonálním kódem OVSF 1. Podobně kanál
DPCCH je mapován do větve Q a také rozprostírán ortogonálním kódem avšak jiným,
například OVSF2. Nastavení různých výkonových úrovní obou signálů se provádí v závislosti
na velikostech koeficientů zisku A1 a A2. Tato úprava signálu je nutná z důvodu používání
různých činitelů rozprostírání SF (zisků rozprostírání) v obou kanálech. Data jsou z UE
vysílána v uplinku v kanálu DPDCH s nízkým SF pro dosažení vysoké bitové rychlosti
datového signálu. Zisk rozprostírání je tedy mnohem menší než v kanálu DPCCH, který
používá vždy SF = 256. Kdyby byly signály obou kanálů vysílány s relativně stejnou
výkonovou úrovní, kvalita signálu v kanálu DPCCH by byla mnohem lepší než v kanálu
DPDCH. Relativní snížení výkonu signálu v kanálu DPCCH má navíc za následek snížení
interferencí na rádiovém rozhraní a snížení spotřeby energie UE. Po rozprostření signálu je
sekvence I + jQ násobena komplexním skramblovacím kódem. Tento proces je označován
termínem komplexní skramblování. Jeho předností je omezení průchodů nulou v rovině IQ a
tím snížení poměru maximální a střední úrovně signálu.
OVSF1
DPDCH
Kódování
kanálů
A1
Nastavení
úrovně
I
Komplexní
skramblovací kód
I + jQ
OVSF2
DPCCH
Kódování
kanálů
A2
Komplexní
skramblování
K modulátoru
j
Nastavení
úrovně
Q
Obr. 2.46: Rozprostírání signálu v uplinku, [ 1 ]
Pro downlink je podrobné schéma rozprostírání nakresleno na Obr. 2.47. Kanály
DPDCH a DPCCH jsou časově multiplexovány a tedy střídavě přiváděny na vstup
převodníku sériových dat na paralelní. Jeden výstupní bit převodníku je mapován do větve I,
další do větve Q. Signály v obou větvích jsou rozprostírány stejným ortogonálním kódem
OVSF a potom jsou skramblovány pseudonáhodným skramblovacím kódem.
Časově multiplexované
kanály
DPDCH a DPCCH
Kódování
kanálů
Převod
sériových
dat
na
paralelní
I
Skramblovací
kód
I + jQ
K modulátoru
Skramblování
OVSF
j
Kódování
kanálů
Q
Obr. 2.47: Rozprostírání signálu v downlinku, [ 1 ]
V systému UMTS se používá v downlinku modulace QPSK, zatímco v uplinku se
používá modulace OCQPSK (Orthogonal Complex QPSK), někdy též označovaná názvem
58
hybridní PSK (HPSK) nebo také dvoukanálová QPSK. Rozdíly mezi těmito modulacemi
vyplývají z Obr. 2.48.
U modulace QPSK, každý fázový stav nosné reprezentuje dva čipy. V downlinku, kde
jsou signály časově multiplexovány do jednoho kanálu, vyjadřuje fázový stav nosné dva
vstupní po sobě následující čipy (Obr. 2.48a). Uvedený způsob zpracování signálu se také
nazývá časový multiplex QPSK (Time Multiplex QPSK).
V uplinku jsou signály kódově multiplexovány a fázový stav nosné také vyjadřuje dva
čipy, avšak nyní je tato dvojice čipů tvořena vždy jedním čipem z kanálu DPDCH a jedním
čipem z kanálu DPCCH (Obr. 2.48b). Tento způsob zpracování signálu se označuje jako I/Q
kódový multiplex QPSK (I/Q Code Multiplexed QPSK).
Ze srovnání uvedených modulačních postupů vyplývá, že bitová rychlost signálu
DPDCH, které může být dosaženo s využitím I/Q kódového multiplexu QPSK (uplink), je
pouze polovinou bitové rychlosti, kterou může dosáhnout časový multiplex QPSK
(downlink). Při stejném SF je tedy bitová rychlost datového signálu v downlinku téměř (vliv
DPCCH) dvojnásobná ve srovnání s uplinkem.
Q
Q
-1, 1
1, 1
1, 1
-1, 1
DPCCH
0
0
I
DPDCH
1, -1
-1, -1
-1, -1
I
1, -1
a)
b)
Obr. 2.48: Modulace signálu: a) v downlinku, b) v uplinku, [ 1 ]
2.8.5
Řízení výkonu
V reálném (ne plně ortogonálním) systému CDMA je nutné používat řízení výkonů
koncových stupňů vysílačů UEs a Node Bs. Toto výkonové řízení zajišťuje, že je vysílán
signál pouze s minimálním požadovaným výkonem. Důvody používání řízení výkonu jsou
následující:




minimalizace interferencí na rádiovém rozhraní,
omezení Near-Far efektu,
udržování kvality spojení,
zvýšení životnosti akumulátorů UE.
Poněvadž signály z různých zdrojů (Node Bs nebo UEs) nejsou v reálném rádiovém
prostředí plně ortogonální, v systému CDMA vždy vznikají interference. Je-li úroveň
interferencí příliš veliká, komunikaci nelze uskutečnit. Rychlým a přesným řízením výkonu
lze interference snížit na minimum. Jeden UE vysílající s příliš velkým výkonem může
blokovat komunikaci v celé buňce, protože Node B nemůže přijímat signály od ostatních
uživatelů (Near-Far Effect). Také kapacita systému je přímo závislá na velikosti interferencí
v systému. Čím více jsou interference redukovány, tím vyšší může být kapacita systému.
Poněvadž při výkonovém řízení vysílají všechny UEs s minimálním výkonem, doba
životnosti akumulátorů UEs se výrazně prodlužuje.
59
Otevřená
smyčka
Řízení
výkonu
Uzavřená
smyčka
Vnitřní smyčka
Vnější smyčka
Obr. 2.49: Řízení výkonu v systému UMTS
V systému UMTS se k řízení výkonu používá různých mechanismů, které jsou
přehledně znázorněny na Obr. 2.49. Při řízení výkonu v otevřené smyčce je výstupní výkon
(Tx Power) UE závislý na přijímaném výkonu (Rx Power) z Node B. Node B vysílá
prostřednictvím systémových informací parametry, které potřebuje UE pro výpočet
postačujícího výstupního výkonu. Výpočet probíhá podle vztahu:
UL Tx Power = Node B Tx Power + UL Interference + Constant Value – Rx Power ,
kde všechny parametry na pravé straně rovnice kromě Rx Power (měří UE) jsou vysílány
k UE v downlinku z Node B. Čím nižší je přijímaný výkon, tím vyšší je vysílaný výkon UE.
Potíže nastávají v případech, kdy úroveň interferencí je kmitočtově závislá. Jestliže je
například vyšší úroveň interferencí pouze na kmitočtu pro downlink, potom výstupní výkon
UE je vyšší než je nezbytné pro úroveň interferencí v uplinku. Poněvadž signály v downlinku
a uplinku mají při FDD rozteč 190 MHz, dává tato metoda přijatelné výsledky pouze
v průměru. Její výhodou naopak je, že nevyžaduje zpětnovazební kanál. Je proto používána
v případech, kdy žádný zpětnovazební kanál není dostupný, tj. například při počátečním
přístupu do sítě.
Vnější smyčka
Vnitřní smyčka
TPC
Výsledek měření
kvality kanálu
SRNC
Node B
Výsledek měření
kvality kanálu
SIRTarget
UE
Obr. 2.50: Řízení výkonu v uzavřené smyčce, [ 1 ]
Řízení výkonu v uzavřené smyčce je založeno na měřeních prováděných Node B a
UE. Je rozděleno na řízení výkonu ve vnější smyčce a řízení výkonu ve vnitřní smyčce
(Obr. 2.50).
Ve vnitřní smyčce měří Node B parametr SIRMeas (Signal to Interference Ratio) na
rádiovém rozhraní. Požadovaná hodnota SIRTarget je stanovena řízením výkonu ve vnější
smyčce. Node B vysílá k UE příkazy pro řízení výkonu TPC (Transmit Power Control), podle
kterých UE zvyšuje nebo snižuje vysílaný výkon tak, aby bylo dosaženo SIRMeas = SIRTarget.
Řízení výkonu ve vnitřní smyčce je také označováno jako rychlé řízení, protože výkon signálu
vysílaného z UE se může měnit každých 0,667 ms (1500 Hz).
60
Řízení výkonu ve vnější smyčce je soustředěno do SNRC a UE. Výsledek měření
kvality kanálu v UE je zasílán do SRNC, kde se srovnává s původním požadavkem. Na
základě výsledku srovnání se vytváří nová hodnota parametru SIRTarget, která je zasílána do
Node B, kde je soustředěno řízení výkonu ve vnitřní smyčce. Řízení výkonu ve vnější smyčce
se provádí obvykle 10 až 100 krát za sekundu (10 – 100 Hz), [ 1 ], [ 2 ], [ 4 ].
61
3 Vývoj systému UMTS
3.1 Úvod
V rámci partnerského projektu 3GPP (The 3rd Generation Partnership Project) byly
prováděny další postupné úpravy a vylepšení systému UMTS. Tyto popisy nových úprav
systému UMTS jsou vydávány přibližně každý rok v tzv. 3GPP Releases. Dosavadní vývoj
systému UMTS (3G) k systému LTE Advanced (4G) je přehledně znázorněn na Obr. 3.1.
Release 11
2012
4G ……………………. Release 10
2011
LTE Advanced
2010
Release 9
3,9G
2009
..……….…. Release 8
2008
LTE
2007
HSUPA+
mů
2006
2005
3,75G .… Release 6
2004
Vý
vo
HSUPA
2003
3,5G .. Release 5
Release 4
3G
……...…
2002
sté
……… Release 7
j sy
3,9G
HSDPA, IMS
2001
2000
UMTS
Obr. 3.1: Jednotlivé etapy vývoje systému UMTS k systému LTE Advanced
Z pohledu uživatele je prioritním technickým požadavkem na používaný mobilní
systém jeho přenosová rychlost, kterou lze vyjádřit vztahem:
přenosová rychlost [bit/s] = šířka kmitočtového pásma [Hz] x spektrální účinnost [bit/s/Hz].
Je proto velice rozumné, že na vývoji nových mobilních systémů již spolupracují jak
výrobci konkrétní technologie, tak i standardizační organizace. O přidělení šířky
kmitočtového pásma danému systému totiž rozhoduje regulátor (ITU-R, ČTÚ), který
přiděluje licence na využívání určitého kmitočtového pásma. Spektrální účinnost systému je
dána použitou technologií konkrétního výrobce systému a specifikacemi daného standardu.
3.2 Release 4
Vylepšení systému UMTS obsažené v Release 4 zahrnuje přípravu na plně paketovou
síť s protokolem IP (MIP), kdy služby s přepínáním okruhů jsou zachovány, avšak jejich
signály jsou přenášeny pomocí paketů. Změny nejsou rozsáhlé, avšak je nutná změna prvků
jádra sítě, kde původní mobilní ústředna MSC se rozdělí na dvě části. Část MGW (Media
62
GateWay) zajišťuje vlastní přenos dat a MSC server zajišťuje řízení provozu. Tím je dosaženo
efektivnější směrování datových toků.
Pro přenos FDD je zavedena možnost použití převaděčů (repeater) - repeaterů. Signál
přijatý repeaterem je převeden do mezifrekvenční oblasti (down-convertor), následně je
filtrován a zesílen, poté převeden zpět do vysokofrekvenční oblasti (up-convertor) na
požadovanou nosnou, zesílen a anténou vyzářen do rádiového prostředí. Repeater lze využívat
v downlinku i uplinku. Poněvadž signál není v repeateru převeden do základního pásma, nelze
jej využít pro přenos TDD, kdy je nutné rozlišit timesloty pro downlink a uplink. Využití
repeaterů je výhodné především v oblastech s nízkou hustotou uživatelů a v oblastech se
specifickým šířením signálu (tunely, metra, budovy apod.).
Pro přenos TDD je zavedena možnost volby další čipové rychlosti. Kromě již používané
rychlosti 3,84 Mchip/s, je možné využít i rychlosti 1,28 Mchip/s, tedy využít k přenosu užší
kmitočtové pásmo. Přenos se označuje LCR TDD (Low Chip Rate TDD) nebo Narrow-band
TDD, [ 6 ], [ 7 ].
3.3 Release 5, HSDPA
V systému HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) je již používán pouze
paketový přenos. Obsahuje blok s označením IMS (IP Multimedia Subsystem), přes který
procházejí nejen signály datové, hlasové a multimediální, ale i signalizační. Pro přenos hlasu
používá systém protokol SIP (Session Initial Protocol), pro přenos dat protokoly IPv4, resp.
IPv6. Implementaci lze jednoduše realizovat softwarovou úpravou.
Tab. 3.1: Třídy HSDPA
Technologie HSDPA, která je nadstavbou UMTS FDD, umožňuje výrazné zvýšení
přenosové rychlosti v downlinku až na 14,4 Mbit/s v jedné buňce (reálně dosahuje uživatel
cca 1,8 Mbit/s). V rámci Release 5 jsou stanoveny celkem čtyři verze HSDPA, které se liší
maximální přenosovou rychlostí: 1,8 Mbit/s, 3,6 Mbit/s, 7,2 Mbit/s a 14,4 Mbit/s, (Tab. 3.1).
Vyšší rychlosti je dosaženo především využitím vícestavové modulace (QPSK, 16QAM),
přidáním dalších kanálů, rychlým přidělováním rádiových prostředků atd. Pro modulaci
63
QPSK je požadovaný odstup signál-šum přibližně 13 dB, zatímco pro modulaci 16QAM je
třeba odstup signál-šum přibližně 21 dB, tedy je nutné „kvalitnější“ rádiové prostředí.
Systém používá konstantní SF = 16, přičemž pro změnu přenosové rychlosti využívá
AMC (Adaptive Modulation Coding), které se může měnit cca 500x za sekundu.
Kódový poměr KP vyjadřuje stupeň zabezpečení signálu. Při KP = 1/4 je 1 vstupní bit
po kódování vyjádřen 4 výstupními bity, při KP = 4/4 jsou 4 vstupní bity vyjádřeny 4
výstupními bity, takže k zakódování (zabezpečení) signálu nedochází. Nejvyšší přenosové
rychlosti, v případě velmi dobrých přenosových podmínek, lze dosáhnout použitím modulace
16QAM a kódového poměru KP = 4/4.
Ke zrychlení přenosu a snížení latence se dále používá HARQ (Hybrid Automatic
Retransmission Query), tedy kombinace automatické žádosti o opakování ARQ a
zabezpečení dat FEC, [ 6 ], [ 7 ].
3.4 Release 6, HSUPA
Technologie HSUPA (High Speed Uplink Packet Access), která je nadstavbou UMTS
TDD, umožňuje zvýšení přenosové rychlosti v uplinku až na 5,76 Mbit/s pro jednu buňku
(reálně dosahuje uživatel 1,4 Mbit/s). Nově také umožňuje spolupráci 3GPP systémů se sítěmi
WLAN (způsoby řešení - scenario 1 až 6), Tab. 3.2.
Implementace technologie HSUPA je opět pouze softwarovou záležitostí. Využívají se
obdobné úpravy jako u HSDPA, tj. přidání dalších přenosových kanálů, rychlé přidělování
rádiových prostředků atd.
Tab. 3.2: Třídy HSUPA
Hlavním rozdílem oproti HSDPA je zavedení dvoustavové modulace BPSK, která je
velice odolná vůči šumu a zkreslení. Její nevýhodou je nižší přenosová rychlost signálu.
Změna přenosové rychlosti se provádí změnou SF.
Další výraznou změnou je přesunutí některých funkcí z RNC na Node B, čímž se snížily
nároky na RNC. Přidělování rádiových prostředků se stalo efektivnější, protože je zajišťuje
Node B. V případě chybně přijatých dat se při opakování přenosu data vysílají z paměti Node
B. Tím se výrazně zkrátila přenosová cesta a tedy i doba přenosu. Pro odstranění chyb při
přenosu se využívá hybridní metoda automatické žádosti o opakování HARQ ve spojení se
Soft Combining.
64
Využívá se měkký handover, kdy je UE připojen k několika Node Bs. Při pohybu UE
v síti se některá spojení ruší a nová opět navazují. Pro příjem dat postačí, když alespoň jeden
Node B data přijme a potvrdí jejich správnost ACK. UE může tak posílat následující paket
bez ohledu na další Node B, [ 6 ], [ 7 ].
3.5 Release 7, HSPA+
Technologie HSPA+ (High Speed Packet Access +) využívá všech vylepšení, která byla
do systému UMTS implementována. Obě používané technologie HSDPA a HSUPA, pro
zlepšení přenosu signálu v downlinku a uplinku, jsou na sobě zcela nezávislé a v praxi mohou
být do systému implementovány odděleně. Technologie HSPA+ využívá HSDPA a HSUPA
současně a navíc umožňuje využití účinnější modulace a techniky MIMO 2x2 (Multiple Input
Multiple Output). Umožňuje použít i vyšší čipovou rychlost 7,68 Mchip/s.
V downlinku (HSDPA) je použita modulace 64QAM, kdy jeden stav nosné reprezentuje
6 bitů. Ve srovnání s původně používanou modulací 16QAM, kdy jeden stav nosné
reprezentuje 4 bity, tak dochází ke zvýšení přenosové rychlosti datového signálu o 50%.
Modulace 64QAM však vyžaduje, pro přenos signálu s definovanou chybovostí BER (Bit
Error Rate), přenosové prostředí s poměrem C/I alespoň 27 dB. Proto není tato modulace
používána v celé buňce, ale pouze v blízkosti Node B, kdy je možné dosáhnout přenosové
rychlosti až 21,6 Mbit/s. V uplinku (HSUPA) je možné používat i modulaci 16QAM, což
umožňuje zvýšit přenosovou rychlost až na 11,5 Mbit/s.
Technika MIMO obecně využívá několik vysílacích a několik přijímacích antén, mezi
kterými dochází k přenosu signálu různými nezávislými cestami. Počet přijímacích antén n R
by měl být nejméně roven počtu vysílacích antén nT , v praxi však obvykle platí nR  nT  n .
Každá anténa plní funkci vysílací i přijímací. Znázornění přenosových cest v obecném
systému MIMO n x n pro jeden směr přenosu je uvedeno na Obr. 3.2. Přenos z i-té vysílací
antény do j-té přijímací antény je vyjádřen koeficientem hij . Přenosový systém MIMO je
potom popsán maticí kanálu H.
Vysílací
antény
h11
1
h21
2
h12
Přijímací
antény
1
h22
h1n
2
h2n
hn1
n
hnn
 h11 h12 ... ... h1n 
h
h
... ... ... 
 21 22

H





hn1 hn 2 ... ... hnn 
n
Obr. 3.2: Přenosové cesty signálu v systému MIMO n x n, matice přenosu H
Z každé vysílací antény je vysílán jedinečný datový signál, a to ve společném rádiovém
kanálu, tj. na stejné nosné. V ideálním případě by jednotlivé vysílané signály měly mít
65
nulovou vzájemnou korelaci. Pro rozlišení těchto signálů na přijímací straně jsou signály pro
každou vysílací anténu před modulací kódovány vhodnými ortogonálními kódy. Signály se do
přijímacích antén mohou šířit po přímých drahách nebo i odrazem od různých překážek. Do
každé přijímací antény tak může přijít směs signálů ze všech vysílacích antén. V přijímači
jsou signály nejdříve selektivně odděleny, následně demodulovány, dekódovány a potom se
jejich vhodnou kombinací vytvoří výstupní signál.
Technika MIMO tak umožňuje umělým vytvořením většího počtu přenosových cest
v jediném rádiovém kanálu dosáhnout výrazné navýšení přenosové kapacity ve srovnání
s klasickými systémy SISO. Navíc není třeba ani zvyšovat výkon vysílačů. Proto se kromě
spektrální účinnost výrazně zvyšuje i účinnost energetická.
Pomocí tohoto tzv. prostorového multiplexování signálů je tedy možné přenést různé
datové toky současně, přičemž tyto datové toky mohou patřit jednomu uživateli (single user
MIMO, SU-MIMO) nebo různým uživatelům (multi user MIMO, MU-MIMO). Prostorové
multiplexování lze využít pouze v případě, kdy to rádiový kanál umožní.
Technologie HSPA+ podporuje techniku MIMO, a to pouze v downlinku (HSPDA) a
jen s modulací QPSK nebo 16QAM. Použitím MIMO 2x2 se přenosová rychlost v downlinku
zvýší až na 28 Mbit/s.
Další novinkou je zavedení tzv. „ploché“ architektury sítě, Obr. 3.3. Přes blok SGSN
procházejí pouze řídicí signály, zatímco uživatelská data procházejí z RNC přímo do GGSN.
Pro snížení latence lze však některé funkce RNC přesunout do Node B a uživatelská data jsou
potom přenášena z Node B přímo do GGSN, čímž se ještě více zkrátí doba jejich přenosu.
UE
Node B
RNC
SGSN
GGSN
Release 6
UE
Node B
RNC
SGSN
GGSN
Release 7
UE
Node B
SGSN
GGSN
Release 7
Řídicí signály
Uživatelská data
Obr. 3.3: Plochá architektura sítě
Třídy HSPA+ jsou rozděleny na downlink a uplink, podle použité technologie (HSPDA,
HSUPA). V downlinku se používá 18 tříd (Tab. 3.3), z nichž každá definuje určitou strukturu
parametrů systému. Nejvyšší přenosová rychlost 28 Mbit/s je dosažena s použití techniky
MIMO 2x2. S modulací 64QAM (bez techniky MIMO) lze dosáhnout přenosové rychlosti
21,1 Mbit/s. Kombinace modulace 64QAM a techniky MIMO není v Release 7 definována.
V uplinku je přidána pouze třída 7, která podporuje modulaci 16QAM (Tab. 3.4). Tím se
zvýší přenosová rychlost na 11,5 Mbit/s. Ostatní třídy odpovídají technologii HSUPA s
maximální přenosovou rychlostí 5,76 Mbit/s.
66
Tab. 3.3:
Třídy HSPA+ pro downlink
Tab. 3.4: Třídy HSPA+ pro uplink
67
První síť HSPA+ byla spuštěna 23.02.2009 v Austrálii (downlink 21,6 Mbit/s, uplink
5,76 Mbit/s). V Evropě byla spuštěna síť HSPA+ se stejnými parametry o měsíc později v
Rakousku (Mobilkom Austria). První síť HSPA+ využívající techniku MIMO byla spuštěna
17.07.2009 švýcarským operátorem Swisscom (downlink 28,8 Mbit/s).
V České republice byla síť HSPA+ spuštěna 01.03.2011 operátorem T-Mobile CZ.
Měsíc před spuštěním této sítě prováděli pracovníci Ústavu radioelektroniky FEKT VUT
v Brně její test v celé České republice. Ukázka průběhu stahování souboru 700 MB je
uvedena na Obr. 3.4, [ 6 ], [ 7 ], [ 9 ], [ 10 ].
Obr. 3.4: Průběh stahování souboru 700 MB v Brně, 07.02.2011
Tab. 3.5: Přehled jednotlivých Releases
68
4 Systém LTE
Systém LTE (The Long Term Evolution of UMTS) je jedním z posledních kroků ve
vývoji mobilního systému UMTS. Jeho specifikace byly vydány pod označením Release 8
v roce 2008.
Systém je ryze paketový (nepoužívá již komutovaný přenos), založený na protokolu IP,
přesněji na protokolu MIP (Mobile IP). Výhodou je malá odezva na rádiovém rozhraní (< 10
ms), spektrální účinnost (3-4x vyšší než HSPA) a především vyšší přenosová rychlost signálu,
dosahující hodnot až stovky Mbit/s, [ 5 ], [ 6 ].
4.1 Architektura systému
Struktura celé sítě se skládá ze dvou základních částí, tzv. páteřní sítě EPC (Evolved
Packet Core) a přístupové sítě E-UTRAN (Evolved Universal Terrestrial Radio Access
Network), Obr. 4.1. Ve struktuře systému dochází k výrazné změně, a to směrem k vyšší
inteligenci základnové stanice, která je označována eNode B (evolved Node B).
Uu
Uu
UE
Uu
UE
UE
E-UTRAN
eNode B
S1-MME
S1-U
X2
eNode B
S1-MME
X2
eNode B
S1-U
S1-U
S1-MME
EPC
MME
S-GW
HSS
P-GW
PCRF
SAE-GW
Externí paketové sítě
Internet
Obr. 4.1: Architektura sítě LTE
4.1.1
Přístupová síť E-UTRAN
Rádiová přístupová síť E-UTRAN zajišťuje propojení mezi paketovou sítí EPC a
jednotlivými UEs. Obsahuje základnové stanice eNode B, které zajišťují komunikaci s UEs
přes rádiové rozhraní označené Uu. Propojení eNode B s EPC může být provedeno
69
metalickými nebo optickými kabely, případně mikrovlnnými spoji. Každý eNode B plní
funkci základnové stanice i řídicí jednotky rádiové sítě. Zajišťuje rádiové zdroje, pokrytí dané
oblasti rádiovým signálem a přiděluje rádiové prostředky podle požadavků kvality služeb
QoS. Provádí měření úrovně signálu i interferencí a na základě těchto údajů a obdobných
údajů z UE rozhoduje o provedení handoveru.
Každý eNode B může obsluhovat několik UEs, přičemž jeden UE může být obsluhován
pouze jedním eNode B. Terminál UE je tedy vždy propojen s jedním blokem MME (Mobility
Management Entity) a servisní bránou S-GW (Serving Gateway), [ 12 ], [ 13 ].
4.1.2 Páteřní síť EPC
Páteřní síť EPC je jednodušší než u UMTS, protože neobsahuje bloky pro komutovaný
přenos. Obsahuje však nové bloky MME, S-GW, HSS (Home Subscriber Server), P-GW
(Packet Gateway) a PCRF (Policy and Charging Rules Function).
Blok MME je hlavním řídicím prvkem sítě LTE. Může obsluhovat několik eNode Bs, avšak
uživatelská data přes něj neprocházejí. Kontroluje přístup do sítě a provádí ověření totožnosti,
při kterém srovnává odezvu od UE s odezvou z HSS (Home Subscriber Server). Dále
zajišťuje ochranu komunikace proti odposlechu výpočtem šifrovacího klíče a následným
šifrováním, případně dešifrováním signálu. Každé UE přiděluje dočasnou identifikaci
označovanou GUTI (Globally Unique Temporary Identity), která nahrazuje číslo TMSI.
Sleduje pohyb všech účastníků v dané oblasti a po přihlášení UE do sítě, zašle jeho
identifikaci do HSS. Dále MME uchovává tzv. uživatelský profil získaný z databáze HSS, a
to po celou dobu obsluhování UE. Pokud UE je přepojen pod jiný blok MME, kopie
uživatelského profilu je zaslána novému bloku MME a následně smazána.
V databázi profilů HSS jsou uloženy informace o všech účastnících v síti, včetně služeb, ke
kterým mají přístup (PDN, roaming apod.). Databáze HSS je spojena se všemi MME v síti.
Její součástí je i centrum autentičnosti, které obsahuje ověřovací klíče pro ověření totožnosti
účastníků, šifrovací klíče a klíče integrity. Každý blok MME dostává od HSS kopie
uživatelských profilů všech obsluhovaných UE.
Brána SAE-GW, kterou procházejí všechna uživatelská data, se skládá ze servisní brány
S-GW a brány paketové datové sítě P-GW, která se často označuje PDN-GW (Packet Data
Network Gateway). Obě brány jsou propojeny rozhraním S5/S8. Brána P-GW je směrovač
mezi EPC a jinými paketovými sítěmi (PDN, Internet apod.). Kromě jiného přiděluje
uživatelským terminálům IP adresy.
Blok PCRF je síťový prvek dohlížející na PCC (Police nad Charging Control) služby.
Sleduje poskytované služby a kontroluje, jestli kvalita služeb QoS odpovídá uživatelskému
profilu. Dohlíží rovněž na vyúčtování využitých služeb. Pro aplikace, které vyžadují účtování
v reálném čase, se využívá další síťový prvek AF (Application Function).
Blok PCRF se využívá pouze v případech, kdy rozhraní S5/S8 využívá protokol PMIP (Proxy
mobile IP). Pokud rozhraní S5/S8 využívá protokol GTP, nemusí být S-GW spojeno s PCRF,
jelikož se mapování IP služeb provádí v P-GW, [ 11 ], [ 12 ], [ 13 ].
4.1.3 Uživatelské zařízení UE
Uživatelské zařízení UE (User Equipment) se skládá z několika částí, Obr. 4.2. SIM
karta může být ve formě USIM (UMTS SIM) nebo ISIM (IP Multimedia Subsystem SIM) nebo
může být společná UICC (UMTS Integrated Circuit Card).
70
User Equipment
UICC
LTE
dongle
USIM
ISIM
Terminal Equipment
Mobile Equipment
Obr. 4.2: Uživatelské zařízení LTE
Mobilní zařízení ME (Mobile Equipment) zajišťuje rádiové připojení do sítě, provedení
autentifikace, komunikaci s UICC, aktivaci a deaktivaci podle požadavku terminálu,
bezpečnost přenosu ve spolupráci se SIM, funkce mobilního managementu a ověřování
identifikace IMEI, IMSI, GUTI apod.
Terminál TE (Terminal Equipment) obsahuje reproduktor, mikrofon, snímač obrazu,
displej, operační systém, LTE ovladače, aplikace. Části ME a TE mohou být integrovány do
jednoho zařízení nebo mohou být odděleny, například při použití notebooku.
Uživatelská zařízení UE se rozdělují podle maximálních přenosových rychlostí a podle
maximálního výkonu do několika tříd, Tab. 4.1, Tab. 4.2, [ 6 ].
Tab. 4.1: Rozdělení UE podle přenosové rychlosti
Downlink
Třída
UE
1
2
3
4
5
Uplink
Maximální
přenosová rychlost
[Mbit/s]
Počet
datových
toků
Maximální
přenosová rychlost
[Mbit/s]
podpora
64QAM
10
50
100
150
300
1
2
2
2
4
5
25
50
50
75
ne
ne
ne
ne
ano
Tab. 4.2: Rozdělení UE podle výkonu
Třída
UE
Maximální úroveň
výkonu [dBm]
1
2
3
4
30
27
23
21
71
4.2 Fyzická vrstva systému LTE
4.2.1 Kmitočtová pásma
Pro systémy 3G jsou dostupná kmitočtová pásma přibližně 800 – 900 MHz, 1,7 – 2,1
GHz a 2,5 – 2,7 GHz. Na konferenci WRC-07 v Ženevě byla kmitočtová pásma nově
přerozdělena a pro systémy 4G byly vybrány následující kmitočtové úseky:






410 – 439 MHz
450 – 806 MHz
2,3 – 2,4 GHz
2,7 – 2,9 GHz
3,4 – 4,2 GHz
4,4 – 4,9 GHz
Kmitočtová pásma pro systém LTE jsou uvedena v Tab. 4.3 (FDD) a Tab. 4.4 (TDD).
Využití kmitočtových pásem systému LTE ve světě je uvedeno v Tab. 4.5.
Tab. 4.3: Kmitočtová pásma systému LTE pro FDD
Číslo pásma
Kmitočtový rozsah
pro downlink [MHz]
Kmitočtový rozsah
pro uplink [MHz]
Šířka pásma
[MHz]
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
2110 - 2170
1930 - 1990
1805 - 1880
2110 - 2155
869 - 894
875 - 885
2620 - 2690
925 - 960
1844,9 - 1879,9
2110 - 2170
1475,9 - 1500,9
728 - 746
746 - 756
758 - 768
2600 - 2620
2585 - 2600
734 - 746
860 - 875
875 - 890
791 - 821
1495,9 - 1510,9
3510 - 3600
2180 - 2200
1525 - 1559
1930 - 1995
1920 - 1980
1850 - 1910
1710 - 1785
1710 - 1755
824 - 849
830 - 840
2500 - 2570
880 - 915
1749,9 - 1784,9
1710 - 1770
1427,9 - 1452,9
698 - 716
777 - 787
788 - 798
1900 - 1920
2010 - 2025
704 - 716
815 - 830
830 - 845
832 - 862
1447,9 - 1462,9
3410 - 3500
2000 - 2020
1625,5 - 1659,5
1850 - 1915
60
60
75
45
25
10
70
35
35
60
25
18
10
10
20
15
12
15
15
30
15
90
20
34
65
72
Tab. 4.4: Kmitočtová pásma systému LTE pro TDD
Číslo pásma
Kmitočtový rozsah
[MHz]
Šířka pásma
[MHz]
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
1900 - 1920
2010 - 2025
1850 - 1910
1930 - 1990
1910 - 1930
2570 - 2620
1880 - 1920
2300 - 2400
2496 - 2690
3400 - 3600
3600 - 3800
20
15
60
60
20
50
40
100
194
200
200
Tab. 4.5: Použití kmitočtových pásem systému LTE ve světě (stav v roce 2013)
Světadíl
Afrika
Asie
Austrálie
Evropa a Ruská federace
Severní Amerika
Jižní Amerika
4.2.2
Kmitočtová pásma
FDD
Kmitočtová pásma
TDD
dosud nepřiděleno
1, 3, 5, 7, 8, 11, 18, 21
3, 8
3, 7, 8, 20
2, 4, 5, 7, 12-14, 23-35
2, 4, 5, 7, 8, 10
dosud nepřiděleno
39 - 41
40
33, 34, 38
40
dosud nepřiděleno
Duplexní přenos
Komunikace v systému LTE může probíhat symetricky nebo nesymetricky. Systém
umožňuje úplný kmitočtový duplex (FDD) pro párová pásma a úplný časový duplex (TDD)
pro nepárová pásma. Navíc je možný i tzv. kombinovaný duplex FDD/TDD, označovaný také
HFDD (Half FDD), jehož princip je znázorněn na Obr. 4.3, [ 6 ], [ 7 ].
f
fDL
downlink
fUL
uplink
t
Obr. 4.3: Kombinovaný duplexní přenos FDD/TDD
4.2.3
Rádiové kanály
Systém LTE umožňuje flexibilní přidělování šířky pásma rádiového kanálu. Používané
šířky pásma pro FDD jsou přesně stanoveny a závisí na počtu přidělených fyzických
73
zdrojových bloků PRBs (Physical Resource Blocks),
Tab. 4.6. Pro přenos TDD se
používá rádiový kanál se šířkou pásma B = 1,6 MHz nebo B = 3,2 MHz.
Používané šířky pásma rádiových kanálů při FDD
Tab. 4.6:
Šířka pásma rádiového kanálu [MHz]
Počet přidělených PRBs
1,4
3
5
10
15
20
6
15
25
50
75
100
600
900
1200
Šířka pásma PRB [kHz]
180
Odstup subnosných [kHz]
15
Počet subnosných [ - ]
72
180
300
Využívaná šířka pásma v DL [MHz]
1,095
2,715
4,515
Využívaná šířka pásma v UL [MHz]
1,08
2,7
4,5
9
13,5
18
Max. přenosová rychlost v DL [Mbit/s]
16,6
47,7
80,3
161,9
243,5
325,1
Max. přenosová rychlost v UL [Mbit/s]
5,2
13,0
21,6
43,2
64,8
86,4
Počet vzorků pro FFT
128
256
512
1024
1536
2048
9,015 13,515 18,015
4.2.4 Rámcová a bloková struktura
Bitový tok, nesoucí požadovanou informaci, je nejdříve rozdělen do rámců. Používají se
rámce typu 1 (pro FDD) a rámce typu 2 (pro TDD), každý s dobou trvání TF = 10 ms =
307 200 * TS., kde TS = 32,55 ns je základní časová jednotka (fS = 30,72 MHz).
Rámec 10 ms
subrámec 1 ms
slot 0,5 ms
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19
CP
0
1
2
3
4
5
6
7 OFDM symbolů, krátký CP
Obr. 4.4: Rámec typu 1 (FDD)
Rámce typu 1 (FDD) mají dobu trvání 10 ms, Obr. 4.4. Každý rámec je rozdělen na 10
subrámců, každý s dobou trvání 1 ms (30 720 * TS). Každý subrámec je dále rozdělen na 2
sloty, každý s dobou trvání 0,5 ms (15 360 * TS). Sloty obsahují buď 6 nebo 7 OFDM
symbolů podle toho, zda je použita krátká nebo rozšířená ochranná doba CP (Cyclic Prefix).
Rozšířený CP (16,7 s) se používá v případě, kdy je třeba rozšířit buňku za účelem plánování
apod., Obr. 4.5. Omezuje vliv odražených signálů, které jsou až o 5 km delší než přímý
signál. Délka OFDM symbolu je 83,4 s (66,7 + 16,7). Krátký CP (4,7 s) se používá v
buňkách s poloměrem do 5 km. Omezuje vliv odražených signálů, které jsou maximálně o 1,4
74
km delší než přímý signál. Délka OFDM symbolu je 71,4 s (66,7 + 4,7). Celková režie
(overhead) na CP způsobí snížení přenosové rychlosti o cca 7%.
4,7 s, krátký CP
16,7 s, rozšířený CP
okno IFFT (66,7 s = 1/15 kHz)
Obr. 4.5: OFDM symbol s krátkým a rozšířeným CP
Rámce typu 2 (TDD) mají dobu trvání také 10 ms. Rámec je rozdělen na dva půlrámce,
každý o délce 5 ms (153 600 * TS), Obr. 4.6. Každý půlrámec se skládá z pěti subrámců
délky 1 ms, přičemž jeden ze subrámců nepřenáší uživatelská data, ale informace důležité pro
přepínání mezi downlinkem a uplinkem. Časové intervaly pro DwPTS (Downlink Pilot
Timeslot) a UpPTS (Uplink Pilot Timeslot), vyhrazené ve speciálním rámci S, mají sice
různou délku, ale v součtu s GP (Guard Period) je celková doba subrámce přesně 1 ms.
Rámec 10 ms
0
1
půlrámec 5 ms
0
2
3
4
1 ms
DwPTS
GP
UpPTS
subrámec
Obr. 4.6: Rámec typu 2 (TDD)
Existuje celkem 7 konfigurací subrámců D (downlink), U (uplink) a S (speciální) pro
periody přepínání 5 ms nebo 10 ms, Tab. 4.7. Při přepínání s periodou 5 ms je speciální
subrámec S použit v obou půlrámcích. Při přepínání s periodou 10 ms se subrámec S použije
pouze jednou v prvním půlrámci. U všech konfigurací jsou subrámce 0 a 5 vyhrazeny vždy
pro downlink a po speciálním subrámci S vždy následuje subrámec pro uplink.
V systému LTE může být využito až 1200 subnosných s odstupem
15 kHz. Počet subnosných je dán přidělenou šířkou kmitočtového pásma rádiového kanálu
(od 1,4 MHz do 20 MHz), tedy počtem PRBs. Minimálně se používá 72 subnosných, při šířce
rádiového kanálu 1,4 MHz, viz Tab. 4.6.
Uživatelům jsou pro přenos v uplinku i downlinku vyhrazeny určité skupiny
subnosných v předem určených časových intervalech, které se nazývají fyzické zdrojové
75
bloky PRB (Physical Resource Block). Tyto bloky se znázorňují v kmitočtově časové oblasti
a jsou součástí obecné rámcové struktury LTE.
Tab. 4.7:
Konfigurace subrámců v rámci typu 2 (TDD)
Rámec
Konfigurace
subrámců
Perioda
přepínání
DL - UL
[ms]
1. půlrámec
2. půlrámec
Subrámce
Subrámce
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
0
5
D
S
U
U
U
D
S
U
U
U
1
5
D
S
U
U
D
D
S
U
U
D
2
5
D
S
U
D
D
D
S
U
D
D
3
10
D
S
U
U
U
D
D
D
D
D
4
10
D
S
U
U
D
D
D
D
D
D
5
10
D
S
U
D
D
D
D
D
D
D
6
5
D
S
U
U
U
D
S
U
U
D
Fyzický zdrojový blok PRB je základní kmitočtově časovou jednotkou v systému LTE a
obsahuje 12 subnosných umístěných vedle sebe pro jeden časový slot délky 0,5 ms, Obr. 4.7.
Je to nejmenší zdrojový blok přiřazený eNode B pro kmitočtové plánování (180 kHz x 0,5
ms). Každý element PRB reprezentuje jednu subnosnou po dobu jedné symbolové periody
OFDM (DL) nebo SC-FDMA (UL) a bývá označován jako zdrojový element. Při použití
krátkého CP, obsahuje PRB celkem 84 zdrojových elementů (12 x 7), zatímco při použití
rozšířeného CP obsahuje PRB pouze 72 zdrojových elementů (12 x 6).
0,5 ms
12 subnosných
N subnosných
1 slot
PRB
zdrojový
element
M symbolů
Obr. 4.7: Fyzický zdrojový blok PRB
Základní přenosová jednotka SB (Scheduling Block) obsahuje dva PRB, které po sobě
bezprostředně následují v čase. Je to nejmenší přenosová jednotka, která může být přidělena
76
jednomu uživateli. Přidělování neboli rozvrhování (Scheduling) přenosových prostředků může
být obnovováno (obměňováno) po každém intervalu TTI (Transmission Time Interval), který
má délku 1 ms.
Vysílaný signál může tedy obsahovat například N subnosných pro dobu trvání M
symbolů a bývá reprezentován tzv. zdrojovou mřížkou. Všechny subnosné ve zdrojové mřížce
však nepřenášejí pouze užitečná data, ale některé jsou vyhrazeny pro přenos řídicích
informací. Jejich umístění v PRB je různé v uplinku a downlinku, [ 5 ], [ 6 ], [ 7 ].
4.3 Downlink E-UTRAN
Pro downlink a uplink se v systému LTE používají různé způsoby multiplexování
(přístupové techniky). Pro uplink se používá SC-FDMA (Single Carrier - Frequency Division
Multiple Access), pro downlink se využívá OFDMA (Orthogonal Frequency Division
Multiple Access) s konstantním rozestupem subnosných 15 kHz, který nezávisí na šířce pásma
rádiového kanálu.
Důvodem pro použití přístupu OFDMA v downlinku je vyšší spektrální účinnost,
odolnost signálu při průchodu únikovým rádiovým kanálem, škálovatelnost pásma,
jednodušší implementace MIMO, koordinace subnosných apod. Díky trojdimenzionální
struktuře (časová, kmitočtová a výkonová osa) má rádiové rozhraní E-UTRAN vysokou
flexibilitu přidělování rádiových zdrojů, především v možnosti využití rádiového kanálu a
kmitočtové koordinaci (snížení rušení z okolních eNBs).
Zpracování signálu v downlinku je přehledně znázorněno na Obr. 4.8. Datový signál,
podrobený kanálovému kódování FEC a prokládání, je mapován do m-bitových symbolů
podle použité digitální modulace (QPSK, 16QAM, 64QAM). V sériově paralelním
převodníku SPC se vytvoří OFDM symboly, které jsou přiváděny na vstupy procesoru,
realizujícího transformaci IFFT (Inverse Fast Fourier Transform). Každý OFDM symbol
tvoří N vzorků (každý vzorek je vyjádřen m bity), které reprezentují uvažovaný signál
v kmitočtové oblasti. Výsledkem transformace je opět N vzorků, které však nyní reprezentují
uvažovaný signál v časové oblasti. Po paralelně sériovém převodu PSC je do signálu vkládán
CP (Cyclic Prefix), který omezuje vliv ISI (Inter Symbol Interference) a ICI (Inter Carrier
Interference). Po digitálně analogovém převodu D-A je signál OFDM v základním pásmu
(Base Band). Následuje konverze signálu do vysokofrekvenčního pásma (obvykle ještě přes
mezifrekvenční pásmo), jeho výkonové zesílení a vyzáření anténou do rádiového prostředí.
FEC,
prokládání
mapovací
obvod
m
časová oblast
m
m
IFFT
multiplexer
(převod PSC)
datový
tok
demultiplexer
(převod SPC)
kmitočtová oblast
vložení
CP
převod
D-A
m
m-bitový
symbol
OFDM symbol
Obr. 4.8: Zpracování signálu LTE v downlinku (OFDMA)
převod do
vf pásma
77
Vytvořený signál OFDM v kmitočtově časové oblasti lze zjednodušeně znázornit podle
Obr. 4.9. Jednotlivé subnosné jsou ortogonální a každá subnosná může být modulována
(QPSK, 16QAM nebo 64QAM) signálem s nízkou přenosovou rychlostí.
Uvažujme přenos 8 datových symbolů pro QPSK modulaci (tedy 8 dibitů) podle
Obr. 4.9, kde různé symboly jsou rozlišeny barevně. OFDM symbol tvoří 4 datové symboly,
z nichž každý je přenášen na jedné subnosné (obecně jich může být N). Jeden datový symbol
je tedy přenášen v kmitočtovém pásmu šířky 15 kHz. Celková šířka pásma je 4 x 15 = 60 kHz
(obecně N x 15 kHz).
t
1,1
-1,1
Q
1,1
-1,-1
-1,1
1,-1
-1,-1
1,1
1,-1
-1,1
t
P
I
OFDM symbol
Cyclic Prefix
-1,-1
OFDM symbol
1,-1
f0
f1
f2
f3
f
Obr. 4.9: Znázornění signálu OFDM v downlinku [ 15 ]
První datový symbol 1,1 (červený) je po QPSK modulaci přenášen subnosnou
s kmitočtem f0 a fází 45° (viz konstelační diagram v rovině IQ na Obr. 4.9). V časové oblasti
je tento signál reprezentován harmonickým (sinusovým) signálem s počáteční fází 45°,
Obr. 4.10. Další datový symbol -1,-1 (žlutý) je vyjádřen subnosnou s kmitočtem
f1 = f0 + 15 kHz a fází -135°. Jeho časový průběh tvoří sinusový signál s počáteční fází -135°.
Podobně lze v časové oblasti popsat i další signály se subnosnými f2 a f3, které příslušejí
jednomu OFDM symbolu, Obr. 4.10. Výsledný časový průběh signálu OFDM symbolu je
vytvořen součtem všech signálů (v uvedeném příkladu součtem 4 signálů).
Jestliže jsou datové symboly různé, jak je uvedeno v našem příkladu, potom výsledný
časový průběh signálu OFDM symbolu nebude výrazně měnit svoji úroveň. Bude-li naopak
OFDM symbol vytvořen ze stejných datových symbolů, budou časové průběhy jednotlivých
signálů téměř stejné (liší se pouze nepatrnou změnou kmitočtu). Jejich součtem vznikne
signál s výraznými špičkami, jak je znázorněno na Obr. 4.11.
Signál OFDM symbolu lze popsat veličinou PAPR (Peak-to-Average Power Ratio),
vyjadřující poměr maximálního a středního výkonu signálu. Vysokofrekvenční výkonové
zesilovače, které zesilují OFDM signál, musí být proto navrženy na špičkový výkon signálu.
Vysoký výkon zesilovače však vyžaduje i dostatečně výkonný napájecí zdroj. Poněvadž
akumulátory mobilních terminálů mají omezenou kapacitu, není uvedený způsob zpracování
signálů vhodný pro uplink. Proto je modulace OFDM použita pouze v downlinku, kde mají
výkonové zesilovače signálu v eNBs zajištěný potřebný příkon. Velká hodnota PAPR signálu
OFDM je označována jako jedna z nevýhod modulace OFDM. Další nevýhodou OFDM je
posunutí (offset) sousedních subnosných vlivem Dopplerova jevu při vzájemném pohybu
78
přijímače a vysílače. Offset poruší podmínky ortogonality a začne docházet ke vzniku ICI,
které lze částečně eliminovat pomocí CP.
1,1
45°
°
-1,-1
°
-135°
-1,1
°
135°
1,-1
1,-1
-45°°
15 kHz
30 kHz
45 kHz
Obr. 4.10: Časové průběhy jednotlivých signálů u OFDM symbolu v downlinku
Signál s nevýraznými
změnami úrovně
při přenosu různých
datových symbolů
OFDM symbol
Vytvoření špiček signálu
při přenosu stejných
datových symbolů
Obr. 4.11: Časový průběh signálu s různým PAPR
Zdrojové prostředky v downlinku jsou přidělovány uživatelům na základě jejich
požadavků QoS, aktuálního stavu sítě a časově kmitočtové mapy úniků. Nejmenší přenosovou
jednotkou je SB, tvořený dvěma PRB, které na sebe časově bezprostředně navazující (12
79
subnosných x 1 ms). Jednomu uživateli může být přiděleno více zdrojových bloků, které
mohou být různě rozprostřeny v dostupném kmitočtovém pásmu. Příklad přidělování
zdrojových prostředků v downlinku pro 3 uživatele (A – modrý, B – žlutý, C – červený) je
uveden na Obr. 4.12.
Uživatel A
Uživatel B
1s
Uživatel C
1s
lot
,0
ub
,5
m
rá
m
s
ec
,1
ms
(T
TI
)
t
f
Obr. 4.12: Příklad přidělování zdrojových prostředků v downlinku
V PRBs se v downlinku přenášejí kromě uživatelských signálů i další řídicí signály v
kanálech:
12 subnosných
 PBCH (Physical Broadcast Channel) – přenos informací o buňce, např. její identifikační
číslo,
 PDCCH (Physical Downlink Control Channel) – přenos řídicích informací,
 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) – přenos uživatelských dat,
 PMCH (Physical Multicast Channel) – kanál pro MBMS,
 PCFICH (Physical Control Format Information Channel) – přenos informací potřebných
pro dekódování uživatelských dat,
 PHICH (Physical HARQ Indicator Channel) – přenos řídících informací pro HARQ.
0,5 ms
0,5 ms
1 slot
1 slot
R
R
R
R
R
R
R
R
subrámec
Obr. 4.13: Přenos referenčních signálů R v downlinku
Referenční signály R (Reference Signal) se používají pro předběžné výpočty parametrů
přijatého signálu, především amplitudy a fáze. Využívají se jak v downlinku, tak v uplinku.
Synchronizační signály S se používají k dekódování identifikace buňky a umožňují tak UE
synchronizaci se sítí. Referenční signály R v downlinku se přenášejí v prvním a pátém OFDM
80
symbolu v každém slotu, je-li použit krátký CP (viz Obr. 4.13). V případě použití rozšířeného
CP se přenášejí referenční signály v prvním a čtvrtém OFDM symbolu, [ 5 ], [ 6 ].
4.4 Uplink E-UTRAN
V uplinku používá systém LTE přístup SC-FDMA. Důvodem byl prioritní požadavek
na nízký odběr UE a s tím spojené nízké provozní náklady. Při použití OFDMA by v
důsledku velkého PAPR nemohly být uvedené požadavky splněny. Velká hodnota PAPR
klade také zvýšené požadavky na vysokofrekvenční výkonové zesilovače, které musejí být
lineární, což by navíc způsobilo komplikace při konstrukci UE. Výhody přístupu SC-FDMA
jsou tedy nízký PAPR, lepší účinnost vysokofrekvenčního výkonového zesilovače a nižší
odběr UE.
Při vytváření signálu se využívá modulace OFDM s rozprostíráním signálu pomocí
diskrétní Fourierovy transformace DFT-S-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread
OFDM). Úprava blokového schématu modulátoru spočívá tedy v zařazení signálového
procesoru (před blok IFFT), který provádí diskrétní Fourierovu transformaci DFT, nejčastěji
FFT. Každý datový symbol je tak rozprostřen na všechny subnosné, a tím je zamezeno
zvyšování PAPR. Hodnota PAPR se tedy blíží hodnotě při použití jedné nosné.
Zpracování signálu v uplinku je přehledně znázorněno na Obr. 4.14. Po kanálovém kódování
FEC je datový signál mapován do m-bitových symbolů podle použité digitální modulace (pro
QPSK je m = 2, pro 16QAM je m = 4, pro 64QAM je m = 6). V sériově paralelním
převodníku SPC se vytvoří SC-FDMA symboly, které jsou přiváděny na vstupy procesoru,
realizujícího transformaci FFT. Po transformaci je signál rozprostřen tak, že každá subnosná
přenáší informace odpovídající všem vstupním datovým symbolům, což je symbolicky
znázorněno na Obr. 4.15.
m
m
m
FFT
m
m-bitový
symbol
IFFT
multiplexer
(převod PSC)
mapovací
obvod
časová oblast
vložení CP
FEC
kmitočtová oblast
mapování symbolů
na subnosné
datový
tok
demultiplexer
(převod SPC)
časová oblast
převod
D-A
převod do
vf pásma
f
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
distribuovaný přenos
subnosných
lokalizovaný přenos
lokalizovaný přenos
subnosných
SC-FDMA
symbol
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
distribuovaný přenos
f
Obr. 4.14: Zpracování signálu LTE v uplinku (SC-FDMA), [ 6 ]
Následuje blok mapování symbolů na subnosné, který umožňuje tzv. lokalizovaný nebo
distribuovaný přenos. Při lokalizovaném přenosu (soustředěný, koncentrovaný) každý
81
uživatel vysílá v přiděleném kmitočtovém pásmu, které může být flexibilně adaptováno.
V tomto případě nejsou kladeny velké požadavky na kmitočtovou synchronizaci. Druhou
možností je distribuovaný přenos (rozdělený, rozložený), kdy každý uživatel vysílá v celém
kmitočtovém pásmu, avšak na subnosných, které nejsou vedle sebe. Přenos je citlivý na
změnu kmitočtu. Poslední možností je kombinovaný lokalizovaný a distribuovaný přenos,
kdy uživatelé mají přidělené kmitočtové pásmo různým způsobem (na Obr. 4.14 není
znázorněno).
Po transformaci IFFT se do signálu vkládá CP. Potom je signál převeden z digitálního
do analogového tvaru a zpracován obdobným způsobem jako v downlinku, tedy transponován
do vysokofrekvenčního pásma, výkonově zesílen a vyzářen anténou do rádiového prostředí.
t
1,1
-1,1
Q
1,1
-1,-1
-1,1
1,-1
-1,-1
1,1
1,-1
-1,1
t
P
I
SC-FDMA symbol
Cyclic Prefix
-1,-1
SC-FDMA symbol
1,-1
f0
f1
f2
f3
f
Obr. 4.15: Vytvoření signálu SC-FDMA v uplinku [ 15 ]
12 subnosných
Na Obr. 4.15 je znázorněn signál SC-FDMA v kmitočtově časové oblasti pro 8 datových
symbolů, barevně rozlišených. Podobně jako v downlinku, uvažujme šířku přiděleného
kmitočtového pásma 60 kHz (4 x 15 kHz). Při přenosu jsou opět využívány ortogonální
subnosné, přenášející datové symboly, avšak jejich přenos se realizuje postupně, takže je vždy
využívána pouze jedna (proto označení SC – Single Carrier).
0,5 ms
0,5 ms
1 slot
1 slot
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
subrámec
Obr. 4.16: Přenos referenčních signálů R v uplinku
82
Podobně jako v downlinku, přenáší se i v uplinku několik řídicích signálů v kanálech:
 PUCCH (Physical Uplink Control Channel) – informace o kvalitě kanálu CQI (Channel
Quality Indicator) a potvrzení přenosu v downlinku ACK/NAK,
 PRACH (Physical Random Access Channel) – úvodní synchronizační informace,
 PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) – signalizační a uživatelská data,
 a další …
V uplinku se referenční signály vysílají na všech subnosných vždy ve čtvrtém symbolu
každého slotu, Obr. 4.16.
4.5 Technika MIMO v systému LTE
Technika MIMO (Multiple Input Multiple Output) má v systému LTE velice
významnou úlohu pro splnění náročných požadavků na vysokou přenosovou rychlost a
spektrální účinnost. Využívá několika antén na straně vysílače a několika antén na straně
přijímače.
Pro MIMO v downlinku se jako základní konfigurace uvažuje struktura 2x2, tj. 2 antény
na straně základnové stanice eNB a 2 antény na straně uživatelského terminálu UE. Uvažuje
se však i o konfiguracích 4x2 a 4x4.
Pro MIMO v uplinku se využívá MU-MIMO. Na straně UE bude zpočátku pouze jeden
koncový vysílací řetězec se dvěma anténami, které budou přepínány podle toho, které z nich
bude dodávat eNB lepší signál, [ 9 ], [ 10 ].
4.6 Výkonnost E-UTRAN v downlinku
Teoretickou přenosovou rychlost signálu LTE v downlinku lze stanovit ze vztahu
R [bit/s] = N1 x N2 x N3 x N4 x N5 x N6 / T ,
kde význam jednotlivých veličin je následující:
N1 ………..
počet bitů na symbol (závisí na použité modulaci),
N2 ………..
počet symbolů ve slotu (běžně 7),
N3 ………..
počet slotů v rámci (přesně 20),
N4 ………..
počet subnosných v PRB (přesně 12),
N5 ………..
počet všech dostupných PRB
(závisí na přidělené šířce pásma od 1,4 do 20 MHz, tedy 6 až 100),
N6 ………..
počet vysílacích antén (pro SISO = 1, pro MIMO 2x2 = 2),
T ………….
doba trvání rámce (přesně 10 ms).
Pro modulaci 64QAM (N1 = 6), počet symbolů ve slotu N2 = 7, počet slotů v rámci
N3 = 20, počet subnosných v PRB N4 = 12, počet dostupných PRB N5 = 100 (šířka pásma
B = 20 MHz), počet vysílacích antén N6 = 1 (SISO, pouze jedna anténa) a T = 10 ms vychází
R [bit/s] = N1 x N2 x N3 x N4 x N5 x N6 / T = 6 x 7 x 20 x 12 x 100 x 1 / 0,01 =
= 100,8 Mbit/s.
83
Systém LTE testovala v praxi jako první společnost T-Mobile v říjnu 2008 v Bonnu,
kdy bylo dosaženo maximální přenosové rychlosti 50 Mbit/s. Při rychlé jízdě autem
dosahoval systém LTE průměrné přenosové rychlosti 30 Mbit/s v downlinku a 19 Mbit/s v
uplinku. První dvě sítě LTE spustila společnost TeliaSonera v roce 2009 ve Stockholmu a
Oslu s rychlostí 50 Mbit/s, později byla rychlost zvýšena až na 80 Mbit/s. V současné době je
systém LTE spuštěn přibližně v 55 zemích světa. Mobilní operátoři v České republice systém
LTE zatím testují a spuštění komerční sítě LTE se očekává nejdříve koncem roku 2013.
84
5 Systém LTE-ADVANCED
Skupina 3GPP vytvořila standard pro čtvrtou generaci mobilních systémů (4G), který
vyhovoval požadavkům IMT-Advanced a nazvala jej LTE-Advanced. Systém je součástí
Release 10 a jeho plné komerční využití je plánováno na období 2013-2015, v České
republice až kolem roku 2020. V současné době se LTE-Advanced pouze testuje.
Systém LTE-Advanced je zpětně kompatibilní s LTE Release 8 i Release 9. V praxi to
znamená, že UEs Release 8 mohou pracovat v síti LTE-Advanced a naopak. Oproti LTE má
systém LTE-Advanced 3x vyšší spektrální účinnost, která je v downlinku 30 bit/s/Hz, v
uplinku 15 bit/s/Hz. Latence se snížila na hodnotu 5 ms. Využívají se opět přístupové
techniky OFDMA a SC-FDMA při zachování flexibilní šířky pásma. Technika MIMO se v
downlinku rozšiřuje na MIMO 8x8 s využitím MU-MIMO (Multi User MIMO), kde jsou
paralelní datové toky přenášené k různým UEs prostorově odděleny. V uplinku je technika
MIMO rozšířena na MIMO 4x4 s využitím SU-MIMO (Single User MIMO), kde jsou
všechny paralelní toky vysílány k jednomu eNB. V systému LTE-Advanced lze dosahovat v
downlinku rychlosti 1 Gbit/s, v uplinku 0,5 Gbit/s, při pohybu UE do 15 km/h. Maximální
rychlost pohybu UE je 500 km/hod.
Pro dosažení vysokých přenosových rychlostí signálu je nezbytná dostatečná šířka
kmitočtového pásma. LTE-Advanced ji zajišťuje metodou sdružování nosných, která se
označuje také názvem kanálové sdružování. Sdružování nosných probíhá na fyzické vrstvě,
kde jsou jednotlivá kmitočtová pásma sloučena do jednoho výsledného pásma. Využívají se i
nesousední pásma, avšak s omezením na vybrané kombinace. Například pro Evropu byla
stanovena kombinace pásem v okolí 1,8 GHz a 2,6 GHz, která budou později rozšířena o
pásma v okolí 800 MHz. Podle toho, zda jsou využívána sousední nebo nesousední pásma, se
sdružování nosných rozlišuje na Intra-band a Inter-band. Sloučením dvou pásem se šířka
pásma zvětší na 40 MHz, což umožní dosáhnout přenosové rychlosti 1,2 Gbit/s v downlinku
(při použití MIMO 8x8) a 600 Mbit/s v uplinku (při použití MIMO 4x4). Maximálně lze tímto
způsobem sloučit 5 pásem a vytvořit tak přenosový kanál s šířkou pásma 100 MHz, ve kterém
se přenosová rychlost signálu v downlinku zvýší až na 3 Gbit/s a v uplinku až na 1,5 Gbit/s.
Uvedené přenosové rychlosti budou dosahovány pouze v blízkosti eNB. Se zvyšující se
vzdáleností UE a eNB bude přenosová rychlost signálu klesat. Čím více se UE blíží k okraji
buňky, tím je úroveň signálu menší a naopak vzrůstá úroveň interferencí způsobených
sousedními eNBs. LTE-Advanced využívá v downlinku metodu CoMP (Coordinated MultiPoint), založenou na vysílání a přijmu signálu UE od několika základnových stanic.
Systém LTE-Advanced využívá tzv. reléové stanice RN (Relay Nodes) neboli
opakovače s více skoky MR (Multihop Relay). Použití těchto stanic je výhodné, protože
dochází ke zvětšení pokrytí území, zvýšení kapacity sítě i zlepšení kvality spojení mezi eNB a
UE. Největší výhodou je právě zvětšení pokrytí, jelikož RN pokryjí oblasti se špatnou
kvalitou signálu, okrajové oblasti buněk a rozšíří pokrytí dokonce i na oblasti za jejich
hranicemi.
Systém LTE-Advanced využívá k rozšíření pokrytí území i femtobuňky označované
také Home eNode B. Femtobuňky se využívají od roku 2007 a mohou být začleněny do
jakékoliv mobilní sítě 2G nebo 3G (GSM, UMTS, CDMA2000 aj.). Jsou to buňky s
poloměrem maximálně několik desítek metrů, které mohou být umístěny i ve větší buňce. Pro
spojení eNB se sítí se využívá pevné internetové připojení, například ADSL, přes bránu
HeNB GW (Home eNode B Gateway).
85
Femtobuňky mohou být využity pro pokrytí signálem v rodinných domech, ve
venkovských oblastech nebo v místech se špatnou kvalitou signálu. Další možností je využití
v hustě osídlených oblastech k dosažení vysokých přenosových rychlostí a zvýšení kapacity,
[ 7 ], [ 8 ], [ 9 ], [ 10 ].
Problematika mobilních komunikací, popsaná v těchto skriptech, tvoří základ pro
následující studium v předmětu Systémy mobilních komunikací, který je zařazen do 2.
ročníku studijního plánu oboru Elektronika a sdělovací technika (M-EST) navazujícího
magisterského studijního programu Elektrotechnika, elektronika, komunikační a řídicí
technika (EEKR-M) na FEKT VUT v Brně.
86
6 Nové laboratorní úlohy
6.1 Měření základních parametrů systémů Bluetooth a WiFi
6.1.1
Zadání
1) Prohlédněte si zapojení pracoviště pro měření. Seznamte se s měřenými technologiemi
a obsluhou spektrálního analyzátoru, cca 30 minut.
2) Realizujte spojení pomocí technologie Bluetooth. S pomocí paměťového spektrálního
analyzátoru sledujte kmitočtové skákání. Stanovte průměrnou přenosovou rychlost při
použití zařízení verze 1.1. Ověřte vliv útlumu šířením signálu, cca 40 minut.
3) Realizujte spojení pomocí WiFi technologie, standard 802.11b (DSSS) a 802.11g (OFDM).
Pro oba standardy stanovte průměrné přenosové rychlosti a porovnejte vzájemně jejich
spektra. Ověřte vliv útlumu šířením signálu, cca 30 minut.
4) Ze získaných hodnot sestavte přehlednou zprávu o měření. Porovnejte měřené technologie
z hlediska přenosových rychlostí signálů - srovnejte je s teoretickými hodnotami.
S upraveným modulem Bluetooth (místo anténky je koaxiální kabel) nemanipulujte –
připojení kabelu je velice náchylné na poškození!
6.1.2
Úvod
Technologie Bluetooth je definována standardem IEEE 802.15.1. Patří do kategorie
bezdrátových sítí typu WPAN (Wireless Personal Area Network). Slouží k bezdrátovému
spojení dvou a více zařízení, například PDA, PC, tiskárna, mobilní telefon a k přenosu malého
objemu dat. Systém Bluetooth využívá bezlicenční kmitočtové pásmo ISM (Industrial,
Science, Medical) 2400 - 2483,5 MHz. Patří mezi systémy s rozprostřeným spektrem, které je
dosaženo pomocí kmitočtového skákání FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum). Ke
změně nosné dochází 1600x za 1 sekundu. Pro kmitočty jednotlivých nosných platí vztah
f = 2400 + n [MHz], n = 2, 3, ..., 80.
(1)
Pro oddělení směru přenosu se používá technika časového duplexu TDD (Time Division
Duplex). Šířka rádiového kanálu je 1 MHz. Je definováno několik výkonových úrovní (2,5
mW, 10 mW a 100 mW), které umožňují komunikaci do vzdálenosti cca 10 - 100 m.
Přenosová rychlost dosahuje, podle typu standardu, až 721 kbit/s (Bluetooth 1.1) nebo až 2,1
Mbit/s (Bluetooth 2.0).
Systém WiFi se používá pro bezdrátové lokální sítě WLAN (Wireless Local Area
Network). Vychází ze specifikace IEEE 802.11. Nejčastěji se WiFi používá jako WLAN pro
bezdrátové propojení přenosných zařízení nebo pro bezdrátové připojení do sítě Internet
(technologie tzv. poslední míle). Použité kmitočtové pásmo, maximální vyzářený výkon a
maximální přenosová rychlost závisí na typu standardu.
Standard 802.11b využívá pásmo ISM 2,4 GHz, maximální přenosová rychlost je 11
Mbit/s, maximální vyzářený výkon je 100 mW EIRP (Equivalent Isotropic Radiated Power).
Pro rozprostření signálu se používá metoda DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum).
Standard používá 13 kanálů, každý o šířce pásma 22 MHz.
87
Standard 802.11g využívá také kmitočtové pásmo ISM 2,4 GHz, maximální přenosová
rychlost je až 54 Mbit/s a používá modulaci OFDM (Orthogonal Frequency Division
Multiplex). Modulace OFDM využívá 52 subnosných, mezi kterými je kmitočtový odstup
312,5 kHz.
PC 1
PC 2
slučovač
pro pásmo
ISM
Bluetooth
modul Linksys
Bluetooth
modul Linksys
spektrální
analyzátor
Obr. 6.1: Blokové schéma zapojení pracoviště
Přehled vlastností a nastavení některých zařízení na Obr. 6.1:
 Místní HDD: ASUS WL-HDD, IP - 192.168.1.220, login: admin, heslo: admin.
 Bezdrátový HDD: ASUS WL-HDD (s anténkou): IP - 192.168.1.101, login: admin, heslo:
admin.
 PC 2: login: install, heslo: lab729. Je na něm spuštěn FTP server pro Bluetooth: IP –
10.0.0.2, login - urel, heslo – urel.
 PC 1: login: student, heslo: urel.
6.1.3 Postup měření
2) Na obou PC otevřete okno Síťová připojení (Start / Nastavení / Síťová připojení).
Zkontrolujte, že na obou PC je viditelné zařízení sítě PAN. Pokud není, odpojte a znovu
zapojte příslušný USB kabel do PC se zařízením Linksys Bluetooth 1.1, případně klikněte na
ikonu Bluetooth v oznamovací oblasti a zvolte: Připojit k síti PAN. Na jednom z PC klikněte
na nalezené PAN zařízení, otevře se okno, kde vyberte druhé PC a zvolte možnost Připojit.
Mezi oběma PC je navázáno spojení. Nastavte spektrální analyzátor:
 FREQ – START 2400 MHz, STOP 2483,5 MHz;
 AMPT – RF ATTEN MANUAL 20 dB, REF LEVEL 10 dBm, RANGE LOG MANUAL
100 dB, UNIT dBm;
88
 SWEEP – SWEEPTIME MANUAL 20 ms;
 BW – RES BW MANUAL 100 kHz, VIDEO BW MANUAL 100 kHz.
Na PC1 spusťte program Total Commander a připojte se na FTP server, který běží na
PC2 (BRMK_PC2, IP – 10.0.0.2, login - urel, heslo - urel). Přeneste libovolný soubor mezi
PC (nejlépe větší než 2 MB a přepsat již přenesený soubor). Po zahájení přenosu spusťte na
spektrálním analyzátoru paměťový mód:
 TRACE – DETECTOR – DETECTOR MAX PEAK,
 TRACE – SELECT TRACE – 1, CLEAR/WRITE, MAX HOLD.
Sledujte kmitočtové skákání a vyčkejte na úplné zobrazení kmitočtového spektra (při
malém souboru můžete přenos několikráte opakovat, při velkém souboru můžete přenos po
vykreslení spektra přerušit). Výsledné kmitočtové spektrum je možné uložit jako soubor
*.bmp na USB disk volbou HCOPY, PRINT SCREEN. Během přenosu si poznamenejte
průměrnou přenosovou rychlost signálu v kB/s. Ve zprávě o měření uveďte i přenosovou
rychlost v kbit/s. Pomocí markeru MKR změřte kmitočet (na 3 desetinná místa) a výkon (na
jedno desetinné místo) několika (minimálně 10) vámi vybraných nosných, nejlépe z dolního,
středního a horního kmitočtového pásma. Změřený výkon přepočítejte na W a příklad výpočtu
uveďte do zprávy o měření. Výsledky zpracujte do přehledné tabulky, například podle
Tab. 6.1. Dále změřte minimální a maximální kmitočet použitých nosných a z těchto hodnot a
teoretického rozsahu ISM pásma určete velikost ochranných intervalů na dolním a horním
okraji kmitočtového pásma. V jednom z těchto pásem změřte výkonovou úroveň šumového
pozadí. Určete počet nosných, které byly při přenosu použity (lze využít MKR→ / NEXT
PEAK LEFT nebo RIGHT).
Tab. 6.1: Měření Bluetooth
Pořadí nosné
Kmitočet
[GHz]
Úroveň výkonu nosné
[dBm]
Výkon nosné
[W]
1
2
Pro šíření rádiového signálu platí „pravidlo 6 dB“, podle kterého dvojnásobná
vzdálenost způsobí zvýšení ztrát o 6 dB. Obdobně poloviční vzdálenost znamená snížení ztrát
o 6 dB. Pro ověření tohoto pravidla umístěte vedle sebe anténu modulu Bluetooth a společnou
anténu za slučovačem. Pro vzdálenosti 3 cm a 6 cm proveďte FTP přenos z PC1 do PC2. Při
větších vzdálenostech již začínají moduly Bluetooth regulovat svůj vysílaný výkon a pravidlo
neplatí. Pro každou vzdálenost vyčkejte na vykreslení spektra (TRACE, CLEAR/WRITE,
MAX HOLD) a potom změřte a zaznamenejte výkonovou úroveň jedné vybrané nosné ve
středu přenosového pásma (MKR). Z naměřených výkonových úrovní ověřte platnost
„pravidla 6 dB“. Po skončení měření otevřete okno Síťová připojení a u zařízení sítě PAN
zvolte možnost Odpojit.
3) Připojte napájení k oběma externím HDD diskům. Pomocí webového prohlížeče na PC1
spusťte webovou konfiguraci místního HDD (IP 192.168.1.220, jméno: admin, heslo: admin).
V záložce Wireless zkontrolujte a případně nastavte: SSID – WL-HDD, Channel – 7, Data
Rate – Auto, 54g Mode – Auto, Authentication Method – Open System or Shared Key,
Encryption - None. V případě, že provedete na HDD nějaké změny, vždy potom klikněte na
tlačítko Apply → Finish → Save & Restart. Následně vyčkejte, dokud se neobjeví úvodní
89
obrazovka Home. Prohlédněte si jednotlivé záložky a možnosti nastavení zařízení,
neprovádějte však žádné další změny.
Nastavení a měření 802.11g
Po počátečním nastavení místního HDD, pomocí webového prohlížeče na PC1, spusťte
webovou konfiguraci bezdrátového HDD s připojenou externí anténou (IP je 192.168.1.101,
jméno: admin, heslo: admin). V záložce Wireless nastavte: SSID – WL-HDD2, Channel – 7,
Data Rate – Auto, 54g Mode – 54g Only, Authentication Method – Open System or Shared
Key, Encryption - None. Změny opět potvrďte a uložte již popsaným způsobem (tlačítko
Apply → Finish → Save & Restart). Pomocí nástroje systému Windows XP si zobrazte
dostupné bezdrátové sítě a tyto zaznamenejte do zprávy o měření.
Nastavte spektrální analyzátor:
 FREQ – START 2400 MHz, STOP 2483,5 MHz;
 AMPT – RF ATTEN MANUAL 20 dB, REF LEVEL 10 dBm, RANGE LOG MANUAL
100 dB, UNIT dBm;
 SWEEP – SWEEPTIME MANUAL 250 ms;
 BW – RES BW MANUAL 1 MHz, VIDEO BW MANUAL 1 MHz.
Pomocí programu Total Commander na PC1 se připojte prostřednictvím protokolu FTP
k bezdrátovému HDD. Přeneste libovolný soubor mezi oběma HDD. Po zahájení přenosu
spusťte na spektrálním analyzátoru paměťový mód pomocí TRACE – SELECT TRACE – 1,
MAX HOLD. Postupně se zobrazí celé kmitočtové spektrum. Po jeho zobrazení stiskněte
volbu VIEW. Poznamenejte si průměrnou přenosovou rychlost signálu při přenosu v kB/s i
kbit/s. Nerušte FTP spojení a ponechejte zobrazené spektrum.
V dalším bodě zadání ověřte vliv útlumu a také funkci řízení výkonu vysílaného signálu
802.11g. Ponechte konfiguraci zařízení stejnou, jako byla v předchozím bodě. Společnou
anténu za slučovačem zastíníte kovovým válcem a přenesete soubor mezi oběma HDD.
Poznamenejte si přenosovou rychlost signálu v kB/s i kbit/s a zobrazte spektrum: TRACE –
SELECT TRACE – 3, MAX HOLD, po vykreslení VIEW. Pomocí markeru (MKR /
MKRTRACE – 1 nebo 3) stanovte rozdíl mezi výkonovými úrovněmi obou spekter.
Ukončete FTP relaci, zobrazená spektra nemažte.
Nastavení a měření 802.11b
Pro měření 802.11b spusťte na PC1 webovou konfiguraci bezdrátového HDD.
Nastavení je stejné jako v předchozím měření, pouze zvolíte Wireless / 54g Mode – 802.11b
Only. Změny potvrďte (tlačítko Apply → Finish → Save & Restart). Stejné nastavení
proveďte i na místním HDD, změny opět potvrďte. Poté již můžete zopakovat FTP přenos
z bezdrátového HDD na lokální (bez zastínění antény), zobrazit spektrum a stanovit
průměrnou přenosovou rychlost signálu. Tentokrát použijte volbu TRACE – SELECT
TRACE – 3, MAX HOLD a po vykreslení spektra volbu VIEW. Kmitočtová spektra signálů
obou standardů budou zobrazena současně, FTP relaci nerušte.
U obou zobrazených kmitočtových spekter signálů odečtete (pomocí MKR /
MKRTRACE – 1 nebo 3) přibližnou šířku kmitočtového pásma pro pokles o 3 dB,
maximální výkonovou úroveň signálů a výkonovou úroveň šumového pozadí. Kmitočtová
spektra obou signálů si zakreslete (lze využít HCOPY) a vzájemně porovnejte (tvar, šířka
kmitočtového pásma). Porovnejte také měřené přenosové rychlosti signálů s jejich
teoretickými hodnotami.
90
Po skončení měření zrušte relaci FTP a vypněte oba HDD odpojením od napájení. Bez
provedení tohoto kroku zůstává spektrum zbytečně obsazené a vysílaný signál ruší při
měření systému Bluetooth.
6.1.4
Použité přístroje a pomůcky
 Notebook, OS Microsoft Windows XP – 2 ks.
 Spektrální analyzátor RODHE & SCHWARZ FSP3, 9 kHz až 3 GHz.
 Laboratorní přípravek s Bluetooth modulem Linksys.
 Bluetooth modul Linksys.
 Slučovač pro pásmo ISM.
 Bezdrátový síťový disk ASUS WL-HDD – 2 ks.
 Propojovací USB kabely.
6.2 ROMES – program pro testování mobilních sítí
6.2.1
Zadání :
1) Seznamte se s mobilní stanicí SGH-U700 firmy Samsung, rádiovým skenerem (NWS)
firmy Rohde & Schwarz TSMQ a programem ROMES firmy Rohde & Schwarz, který je
nainstalován v notebooku, cca 20 minut.
2) V programu ROMES spusťte základní měření pro systémy GSM a UMTS. Zaznamenejte
údaje o dostupných BTS a Node Bs. Porovnejte rozdíly při měření sítí za použití mobilní
stanice (MS) a rádiového skeneru (NWS), cca 30 minut.
3) V programu ROMES načtěte data z terénního měření. Prohlédněte si měřená data, najděte
místa s výpadky signálu a prohlédněte si vybrané události, cca 35 minut.
4) V programu ROMES načtěte data z terénního měření pro HSDPA. Prohlédněte si měřená
data a odečtete dosaženou přenosovou rychlost pro datový přenos, cca 15 minut.
5) Získané poznatky a dosažené výsledky sestavte do přehledné zprávy o měření.
Do zapojení pracoviště ani do nastavení a konfigurace mobilní stanice a notebooku
NEZASAHUJTE!
Pozor na VYLOMENÍ konektorů! Zákaz manipulace s HW klíčem programu ROMES
a přepojování konektorů! V programu ROMES provádějte pouze ta nastavení, která
jsou uvedena v návodu!
6.2.2
Úvod
Pro komplexní měření rádiového rozhraní mobilních systémů se používají speciální
měřicí systémy. ROMES je program firmy Rohde & Schwarz, umožňující zpracování dat
měřených skenerem NWS (Network Wireless Scanner) nebo mobilní stanicí MS (Mobile
Station), případně několika MS a NWS paralelně.
V úloze je použit rádiový skener TSMQ R&S, umožňující paralelní měření systému
GSM (Global System for Mobile Communications), WCDMA (Wideband Code Division
Multiple Access) a CDMA2000. Zařízení skenuje paralelně všechny mobilní systémy
91
v pásmu 80 MHz až 2,5 GHz s kmitočtovým krokem až 100 Hz, pro systém CDMA až 10 Hz.
U systému GSM jsou podporována pásma GSM 450/850/900/1700/1800/1900, GSM-E a
GSM-R. Program provádí také dekódování broadcast informací. U systému GSM dekóduje
např. MCC (Mobile Country Code), MNC (Mobile Network Code), LAC (Location Area
Code) nebo BSIC (Base Station Indentity Code).
Dále program ROMES umožňuje také zpracovat data z připojené MS. Takové měření je
omezeno pouze na síť konkrétního operátora. Je možné zobrazit například zprávy 3. vrstvy
(Layer 3. Messages), které slouží pro přenos systémových zpráv mezi MS a sítí.
Po připojení modulu GPS je možné provádět měření se současným záznamem GPS
souřadnic a měřené hodnoty zobrazit na libovolném mapovém podkladu.
6.2.3 Postup měření
1) Schéma zapojení pracoviště je na Obr. 6.2. K notebooku, na kterém je nainstalován
program ROMES, je připojen rádiový skener NWS s anténou, mobilní stanice MS a GPS
modul s anténou. Zapněte notebook, dále skener TSMQ (pokud nesvítí kontrolka PWR) a
mobilní stanici MS (tlačítko na horní straně MS). Seznamte se s ovládáním MS.
Obr. 6.2: Schéma zapojení pracoviště
2) Zkontrolujte, zda je zapnutá mobilní stanice MS a síťový skener TSMQ (případně je
zapněte). Po přihlášení do notebooku (login: Install, heslo: lab729) spusťte program
ROMES4.65 Measurement (ikona na ploše). Zvolte pouze možnost Load Workspace, cesta:
D: \ Dokumenty \ My Romes \ Workspace \ BRMK10a.rsxks, kliknout na tlačítko Start. Po
spuštění programu se načtou HW součásti:
 Mobile Devices - Qualcomm (3GPP/3GPP2), u700,
 Network Scanner TSMx GSM, R&S GSM NWS,
 Network Scanner TSMx WCDMA, R&S UMTS PNS,
 Navigation - uBlox (TSMx-PPS) GPS, UBLOX Device.
92
V dolní části obrazovky se na liště otevře 7 záložek. Důležitých je prvních 5 záložek,
které slouží na zobrazení měřených informací:
 GSM NWS(1) – zobrazuje údaje o GSM sítích, měřeno skenerem TSMQ,
 Navigation(2) – zobrazuje mapové podklady a údaje z GPS přijímače,
 UMTS PN Scanner(3) – zobrazuje údaje o UMTS sítích, měřeno skenerem TSMQ,
 UMTS(4) – zobrazuje údaje o zprávách 3. vrstvy sítě GSM a údaje o UMTS, měřeno MS
při využití UMTS sítě,
 GSM(5) – zobrazuje údaje o GSM síti, měřeno MS (aktivní pouze při spojení přes GSM
síť).
V záložkách lze jednoduše zvětšit všechna okna pomocí Window – Tile horizontal.
Spusťte vlastní měření – pomocí poslední ikony
(nebo Measurement – Start
Recording, F6). Zvolte libovolný název souboru, adresář D: \ My Documents \ My ROMES \
MeasData (program ukládá data do souboru) – tlačítko Save / OK.
Prohlídka oken:
GSM NWS(1):
Zobrazte a prohlédněte si záložku GSM NWS. V jednotlivých oknech se zobrazují údaje o
GSM sítích, měřené skenerem TSMQ.
 V okně GSM Scanner BCH View si prohlédněte a zaznamenejte seznam nalezených sítí,
včetně jejich MCC (Mobile Country Code – kód pro rozlišení země) i MNC (Mobile
Network Code – kód pro rozlišení operátorů) a počty BTS v jednotlivých kmitočtových
pásmech.
 Okno GSM Scanner Top N View:1 zobrazuje 8 GSM kanálů s nejsilnějším signálem. Do
zprávy o měření uveďte ARFCN a BSIC (Base Station Identity Code) těchto kanálů.
Pomocí BSIC najděte kanály, které jsou vysílané jednou BTS.
 V okně GSM Scanner Transmitter View:1 naleznete úplný výpis všech detekovaných GSM
kanálů.
Navigation(2):
V záložce Navigation se na obrazovce objeví dvě okna. V levém okně ROMESMAP Route
Track View je mapa s vyznačením základnových stanic, včetně sektorů (černé trojúhelníky).
V pravém okně GPS Info View jsou informace o počtu přijímaných satelitů GPS a údaje o
poloze přijímače GPS (anténa GPS je u okna laboratoře SE7.107). Přemístěním nástroje
Arrow v levém okně na libovolnou BTS se objeví základní informace o BTS okně Bts Info.
UMTS PN Scanner(3):
Zobrazte a prohlédněte si záložku UMTS PN Scanner. Zobrazují se zde údaje o UMTS sítích,
měřených skenerem TSMQ.
 V okně UMTS Scanner Pilot View:1 zvolte Frequency operátora. Pro rádiové kanály
vybraného operátora lze odečíst číslo skramblovacího kódu a úroveň signálu (rozsah,
průměr, okamžitá hodnota).
 V okně UMTS Scanner CPICH View:1 si prohlédněte seznam nalezených Node Bs
(základnové stanice systému UMTS) vybraného operátora a jejich parametrů: hodnoty
přijímaného výkonu RSCP (integral Received Signal Code Power) v čase.
93
 V okně UMTS Scanner Top N View:1 je zobrazeno několik vybraných Node Bs.
Zaznamenejte jejich počet. U každé Node B zaznamenejte použitý skramblovací kód SC
(Scrambling Code) a přibližnou hodnotu přijímaného výkonu RSCP a Ec / I0.
UMTS(4):
POZOR: ZKONTROLUJTE NASTAVENÍ MOBILNÍHO TELEFONU, ZDA JE ZVOLENA
GSM SÍŤ! (menu / nastavení / nastavení sítě / režim sítě / GSM 900/1800 / Vybrat).
Zvolte záložku UMTS, která zobrazuje informace o systému GSM měřené pomocí MS
(případně i o systému UMTS, pokud je podporován MS).
 V okně NQA State View:1, najdete například informaci o stavu MS (idle/dedicated mode).
 V okně Layer 3 View:1 naleznete seznam zpráv 3. vrstvy, vysílaných v uplinku i
downlinku.
GSM(5):
Volejte testovací číslo 603 124 398 a přepněte se na záložku GSM. Zde jsou zobrazeny údaje,
měřené pomocí MS (obdobně jako u programu TEMS). Do zprávy o měření zaznamenejte
číslo BCCH (Broadcast Control Channel) kanálu a úrovně přijímaného signálu v dBm pro
servisní (F) a okolní (N1, N2,…) buňky (okno GSM Measurement Report View:1). Ukončete
hovor.
Měření v dedicated módu:
UMTS(4):
MS přepněte do dedicated módu volbou testovacího čísla 603 124 398. Po krátké době (cca 5
sekund) v okně Layer 3 View:1 zastavte zachytávání zpráv 3. vrstvy tlačítkem Time (nebo
pravým tlačítkem myši na seznam zpráv, vybrat Hold). V okně Layer 3 View:1 si prohlédněte
průběh komunikace mezi MS a BTS při sestavování hovoru a ukončování hovoru. Průběh
sestavování komunikace stručně popište ve zprávě o měření. Význam jednotlivých zpráv
3. vrstvy naleznete v příloze. Ve zprávě CM SERVICE REQUEST (Up) nalezněte a
zaznamenejte TMSI/P-TMSI mobilního telefonu (Mobile Identity). Ve zprávě SETUP (Up)
nalezněte volané číslo (Numer_Digit_OF). Měření ukončete tlačítkem
.
3) Otevřete novou pracovní plochu File / New Workspace (změny neukládejte!). Následně
zvolte File / Open Measurement File, zatrhněte Load Workspace of Measuremet File a
vyberte D: \ My Documents \ My ROMES \ MeasData\test_UREL.rscmd – Otevřít (aktuální
Workspace neukládejte!). V okně Device Filter neprovádějte žádné změny a potvrďte
pomocí OK. Otevře se záznam měření, které proběhlo v terénu s připojeným GPS modulem.
V měřených datech (v záznamu měření) je možné se pohybovat pomocí nabídky Replay, nebo
pomocí panelu replay
, (View – Replay Control). Přehrávání
zastavte a znovu spusťte (Replay - Stop/Start). Posuvníkem Speed je možné nastavit rychlost
přehrávání záznamu.
Zobrazení trasy na mapě:
Záznam měření obsahuje záložku View / Navigation Views. V ní lze nalézt informace o GPS
příjmu (GPS Info View) a parametrech trasy (ROMESMAP Route Track View). Obě záložky
otevřete. V okně ROMESMAP Route Track View lze vidět měřenou trasu (zoom lze provádět i
pomocí kolečka u myši) a několik BTS (jejich počet je ve skutečnosti větší - v programu je
uložena databáze BTS pro Brno-město a část BTS pro Brno-venkov). Mapové podklady jsou
ze serveru OpenStreetMap. Pokud se vám při zapnutí přehrávání na záložce Navigation
94
nezobrazuje mapa, klikněte pravým tlačítkem, vyberte Maps / Load OpenStreetMap. Při
pohybu s mapou je potřeba pracovat s nástrojem Pan
, aby se současně posouvala mapa i
trasa.
Zobrazení vybraných událostí a měřených hodnot na mapě:
Zobrazení handoverů na mapě a v ostatních záložkách programu: V záložce Navigation
v okně ROMESMAP Route Track View klikněte pravým tlačítkem myši a zvolte Configure
Events… / GSM Events / Layer 3 Events / Handover Complete (při vybrání – dvojklikem – se
vedle
objeví zatržítko). Potvrďte pomocí OK. Handovery se v mapě zobrazí až po dalším,
níže uvedeném nastavení.
Zobrazení vybraných měřených hodnot: V okně ROMESMAP Route Track View klikněte
pravým tlačítkem myši a vyberte Configure... Zvolte ikonu Values. V okně Selected Signals
zrušte všechny položky (2x na ně poklepat nebo pomocí <). V okně Available Signals vyberte
(dvojklikem) následující položky:
 GSM / Measurement Report / RxLev Sub (úroveň přijímaného signálu v systému GSM),
 UMTS PNS / 1 Top 8 Sorted (Sorted) / 1 TopN Element / Top 8 Sorted RSCP(1) (úroveň
přijímaného signálu v systému UMTS).
Potvrďte pomocí OK. Po chvíli se na mapě zobrazí měřené veličiny. Přepínat mezi nimi lze
vlevo nahoře nad měřítkem mapy – RxLev Sub a Top 8 Sorted: RSCP(1). Postupně zobrazte
signály pro GSM a UMTS a porovnejte pokrytí obou systémů. Při zobrazení RxLev Sub jsou
na mapě zobrazeny také místa, kde byly provedeny handovery (označení ).
Zobrazení vybraných událostí:
Rychlost posunu záznamu měření nastavte posuvníkem na malou hodnotu. Posuňte záznam
měření do místa: Replay / Jump / Relative = 2% (NEzatrhněte volbu Change to Replay Pause
State after Jump), potvrďte OK. Na záložce GSM sledujte postupně několik (minimálně 3)
handovery (GSM Chart View:1 - nad grafem jsou handovery znázorněny pomocí
).
Zaznamenejte postupně čísla BCCH kanálů, mezi kterými se handovery provádějí – okno
GSM Measurement Report View:1. Potom přehrávání ukončete.
4. Otevřete novou pracovní plochu File / New Workspace (změny neukládejte!). Následně
zvolte File / Open Measurement File, zatrhněte Load Workspace of Measuremet file a vyberte
D: \ My Documents \ My ROMES \ MeasData \ Praha_data.rscmd – Otevřít (aktuální
Workspace neukládejte!). V okně Device Filter neprovádějte žádné změny a potvrďte
pomocí OK. Otevře se záznam měření, které proběhlo při datovém přenosu pro HSDPA.
Přehrávání zastavte a znovu spusťte (Replay / Stop/Start).
Rychlost posunu záznamu měření nastavte posuvníkem na malou hodnotu. V záložce HSDPA
v okně UMTS HSDPA Performance View:1 odečtěte a zaznamenejte přenosovou rychlost
(vyčkejte případně na přenos dat) pro downlink (Req. Throughput).
V záložce UMTS v okně UMTS Finger Data View.1 pozorujte použití přijímače RAKE u
systémů 3G. Jednotlivé řádky odpovídají „prstům“ (jednotlivým korelačním přijímačům fingers) přijímače RAKE. Posuňte záznam měření do místa: Replay / Jump / Relative = 47% a
nastavte automatické zastavení přehrávání - zatrhněte volbu Change to Replay Pause State
after Jump. Zaznamenejte počet hlavních aktivních přijímačů (označeny fialově), SC
(scramblovací kód) signálu a pro každý aktivní finger zaznamenejte hodnotu Ec / I0.
Referenční finger je ve sloupci HSDPA označen R.
Zastavte přehrávání měření tlačítkem
neukládejte).
(Replay / Stop) a ukončete program (změny
6.2.4 Použité přístroje a pomůcky
 Notebook HP s programem ROMES firmy Rohde & Schwarz.
 Skener rádiového prostředí (NWS) TSMQ R&S.
 Napájecí zdroj pro TSMQ.
 Mobilní telefon (mobilní stanice MS) Samsung SGH-U700.
 Propojovací kabely.
 GSM/UMTS anténa.
6.2.5 Stručný návod k programu ROMES
Popis vybraných oken programu ROMES:
Záložka GSM NWS – měření GSM pomocí TSMQ
Spuštění / zastavení měření
(záznamu měření)
Záložky
pro
jednotlivé
technologie a měřicí zařízení
GSM BCH View
GSM NWS Top N View
GSM NWS Transmitter Scan View
95
– seznam detekovaných GSM sítí
– seznam N kanálů s nejsilnějším signálem
– seznam všech přijímaných kanálů
96
Záložka UMTS PN Scanner – měření UMTS pomocí TSMQ
PNS Pilot View
PNS Top N View
PNS CPICH View
– hodnoty přijímaného výkonu RSCP (rozsah, průměr, okamžitá hodnota)
– seznam N kanálů s nejsilnějším signálem
– seznam detekovaných CDMA signálů (Node Bs)
Záložka UMTS – měření GSM a UMTS pomocí MS
Panel pro přehrávání měřených dat (souborů)
UMTS/GSM NQA State View
UMTS Finger Data View
UMTS/GSM Overview View
2G/3G Layer 3 View
– RAT – typ sítě (UMTS, GSM), stav MS ...
– zobrazení signálů při zpracování přijímačem RAKE (jen pro
UMTS)
– přehled některých parametrů
– zachycené zprávy 3. vrstvy
Ukázka použití přijímače RAKE (3 hlavní aktivní fingery) s vyznačením referenčního fingeru.
Záložka GSM – měření GSM pomocí MS
GSM Measurement Report View
GSM GPRS/EDGE View
GSM Chart View
97
– seznam kanálů, které MS používá (F, S) a detekuje (N)
– informace o GPRS a EDGE
– zobrazení RxLev (výkon signálu, který přijímá MS)
a některých dalších parametrů v čase
98
Záložka Navigation – zobrazení měřené trasy (okno Route Track)
Výběr zobrazeného signálu
Zobrazení handoveru
6.2.6
Význam vybraných zpráv 3. vrstvy a vybraných zkratek
6.2.6.1 Význam vybraných zpráv 3. vrstvy (Layer 3 messages)
Zpráva
Odesílatel
Význam
PAGING REQUEST TYPE
1a2
síť
„Paging messages“ vysílané sítí na CCCH.
CM SERVICE REQUEST
MS
MS žádá síť o poskytnutí služby.
IMMEDIATE ASSIGNMENT
síť
Zpráva obsahuje informace např. o přiřazeném kanálu, o Timing
advance apod. MS přechází z idle do dedicated módu.
SYSTEM
INFORMATION TYPE 5
CLASSMARK
ENGUIRY
CLASSMARK
CHANGE
AUTHENTICATION
REQUEST
AUTHENTICATION
RESPONSE
SYSTEM INFORMATION
TYPE 6
CYPHERING
MODE COMMAND
CYPHERING
MODE COMPLETE
síť
Síť posílá informace o okolních buňkách (BCCH kmitočtech).
síť
Síť žádá po MS informace o jejích parametrech.
MS
MS odpovídá, že provedla příslušné změny (např. kanálu) a
informuje síť o některých svých parametrech.
síť
Síť žádá MS o identifikaci. Zpráva obsahuje např. RAND.
MS
Odpověď MS, zpráva obsahuje SRES.
síť
Síť posílá informace o Cell ID, MCC, MNC, LAC…
síť
Síť informuje MS, aby začala používat šifrování.
MS
MS potvrzuje použití šifrování.
MS
MS žádá o spojení.
SETUP
TMSI REALLOCATION
COMMAND
TMSI REALLOCATION
COMPLETE
CALL
PROCEEDING
FACILITY
MESSAGE
ASSIGNMENT
COMMAND
ASSIGNMENT
COMPLETE
síť
Změna TMSI.
MS
Potvrzení změny TMSI.
síť
Potvrzení přijetí požadavku o spojení.
MS a síť
99
Žádost nebo potvrzení přídavných služeb.
síť
Síť nařizuje změnu používaných kanálů (dedicated).
MS
Potvrzení provedení změn.
ALERTING
síť
Síť informuje MS, že volaný účastník vyzvání.
CONNECT
síť
Síť informuje MS, že volaný účastník přijal spojení.
CONNECT
ACKNOWLEDGE
MS
MS potvrzuje přijetí spojení.
DISCONNECT
MS
MS ukončuje spojení.
RELEASE
síť
Síť informuje MS, že zamýšlí uvolnit TI (Transaction Identifier).
RELEASE COMPLETE
MS
Potvrzení uvolnění TI.
CHANNEL RELEASE
síť
Síť informuje MS o deaktivaci používaných vyhrazených kanálů.
6.2.6.2 Seznam vybraných zkratek
ARFCN
BCCH
BSIC
CCCH
CPICH
GSM
HSDPA
HSUPA
LAC
MCC
MNC
MS
NWS
RAND
RSCP
SC
SRES
TMSI
UMTS
WCDMA
Absolute Radio Frequency Channel Number
Broadcast Control Channel
Base Station Identification Code
Common Control Channel
Common Pilot Channel
Global System for Mobile communications
High-Speed Downlink Packet Access
High-Speed Uplink Packet Access
Location Area Code
Mobile Country Code
Mobile Network Code
Mobile Station
Network Wireless Scanner
128-bitové náhodné číslo generované AuC (Authentication Center)
Received Signal Code Power
Scrambling Code
32-bit číslo generované MS (a současně i AuC)
Temporary Mobile Subscriber Identity
Universal Mobile Telecommunications System
Wideband Code Division Multiple Access
6.2.6.3 Seznam vybraných operátorů a jejich MNC
Operátor
Kmitočtová pásma [MHz]
MCC
MNC
230
01
T-Mobile Czech Republic
GSM 900 / GSM 1800 / UMTS 2100
230
02
Telefonica 02 Czech Republic
GSM 900 / GSM 1800 / CDMA 450 / UMTS 2100
230
03
Vodafone Czech Republic
GSM 900 / GSM 1800 / UMTS 2100
230
04
CDMA 410-430
230
98
MobilKom, a. s. (U:fon)
SŽDC (Správa železniční dopravní
cesty)
GSM-R 900
100
7 Seznam použité literatury
Monografie
[1]
BOSTELMANN, G.; ZARITS, R. UMTS Design Details & System Engineering.
INACON GmbH, Germany, 2002. 592 s. ISBN 3-93627-306-5.
[2]
HEINE, G. UMTS Signalling & Protocol Analysis (UTRAN & UE). INACON GmbH,
Germany, 2003. 475 s.
[3]
LEE, J. S.; MILLER, L. E. CDMA Systems Engineering Handbook. Artech House
Books, Boston London, 1998. 1228 s. ISBN 0-89006-990-5.
[4]
WANG, J.; NG, T.S. Advances in 3G Enhanced Technologies for Wireless
Communications. Artech House Books, Boston London, 2002. 350 s. ISBN: 1-58053302-7.
[5]
HOLMA, H.; TOSKALA, A. LTE for UMTS - OFDMA and SC-FDMA Based Radio
Access. John Wiley, 2009. 415 s. ISBN 978-0-470-99401-6.
[6]
SESIA, S.; TOUFIK, I.; BAKER, M. LTE The UMTS Long Term Evolution: From
Theory to Practice. John Wiley, 2009. 611 s. ISBN 978-0-470-69716-0.
[7]
GLISIC, S. G. Advanced Wireless Communications 4G Technologies. John Wiley,
2004. 857 s. ISBN-10 0-470-86776-0.
[8]
ZHANG, J.; ROCHE, G. Femtocells: Technologies and Deployment. John Wiley,
2010. 297 s. ISBN 978-0-470-74298-3.
[9]
HANZO, L.; AKHTMAN, Y.; WANG, L.; JIANG, M. MIMO-OFDM for LTE, WiFi
and WiMAX. John Wiley, 2011. 658 s. ISBN 978-0-470-68669-0.
[ 10 ] JANKIRAMAN, M. Space-Time Codes and MIMO Systems. Artech House Books,
Boston London, 2004. 327 s. ISBN 1-58053-865-7.
Elektronické dokumenty
[ 11 ] 3rd Generation Partnership Project. 3GPP [online]. 2012 [cit. 30. 1. 2013]. Dostupné na
internetu: <http://www.3gpp.org/>.
[ 12 ] 3rd Generation Partnership Project. 3GPP TS 36.211 V 8.9.0: Evolved Universal
Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation [online].
12/2009
[cit.
30.
1.
2013].
Dostupné
na
internetu:
<http://www.3gpp.org/ftp/Specs/html-info/36211.htm>.
[ 13 ] 3rd Generation Partnership Project. 3GPP TS 36.211 V 8.8.0: Evolved Universal
Terrestrial Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) Radio Access Capabilities
[online].
6/2011
[cit.
10.
2.
2013].
Dostupné
na
internetu:
<http://www.3gpp.org/ftp/Specs/html-info/36306.htm>.
[ 14 ] BURCU, H. SC-FDMA and LTE Uplink Physical Layer Design [online]. 12/2009 [cit.
10.
2.
2013].
Dostupné
na
internetu:
<http://www.lmk.lnt.de/fileadmin/Lehre/Seminar09/Ausarbeitungen/Ausarbeitung_Ha
nta.pdf>.
[ 15 ] 3GPP LTE - Evolved UTRA - Radio Interface Concepts [online]. [cit. 20. 3. 2013].
Dostupné na internetu: <http://ecee.colorado.edu/~ecen4242/LTE/radio.htm>.

Nové technologie mobilních komunikací

Transkript

Podobné dokumenty

Diskrétní transformace (aktualizováno 3.4.2012)

Diskrétní transformace - interaktivní výukový materiál

R疆iov s咜¥ II pro integrovanou v uku VUT a V達-TUO

Kódování

Metody studia koloidních soustav - zde

Lekce 11: mobilní komunikace

Kmitočtový plán KV pásem IARU REGION 1

Lekce 11: mobilní komunikace

“The radio has no future!”

vybrané partie současné fyziky - Katedra teoretické fyziky

2+ - Mesh Compression

manual_k_repeaterum_C15C - Zesilovac

RTU jednotky pro monitorování vzdálených provozů