Sborník - Ústav přístrojové a řídicí techniky
Transkript
Sborník - Ústav přístrojové a řídicí techniky
Sborník odborného semináře Nové metody a postupy v oblasti přístrojové techniky, automatického řízení a informatiky 2015 25.5. – 27.5. 2015, Roztoky u Křivoklátu ISBN 978-80-01-05758-2 Obsah Jiří Bíla, Jakub Jura, Martin Novák, Pavel Krist Témata a stav výzkumu v oblasti komplexních systémů na ústavu Přístrojové a řídicí techniky 2 Matouš Cejnek, Cyril Oswald Síť pro paralelní optimalizaci a výpočty 7 Miroslav Erben, Ivo Bukovský Adaptivní referenční detekce změn chování soustav v regulačním obvodu 9 Z. Remeš, J. Mičová, P. Krist, D. Chvátil, R. Effenberg Příprava fluorescenčních nanodiamantů 12 Jan Hošek, Vlastimil Havran, Jiří Čáp, Šárka Němcová, Karolina Macúchová, Jiří Bittner, Josef Zicha Přenosné zařízení pro BTF měření 17 Zdeněk Novák Insight into Permanent Magnet Synchronous Motor 20 Jakub Jura, Jan Chyský, Lukáš Novák Inovace řízení tlakové kanalizace 24 Milan Daneček, Ivan Uhlíř Comparison Solar Domestic Hot Water System and Photovoltaic Solar Domestic Hot Water System in Connection with Microgrids 28 Jaroslav Novák, Jan Chyský Jan Vrba Vlnové jevy na výstupu frekvenčního měniče Možnost využití algoritmu Learning Entropy pro fuzzy systémy 32 40 Martin Novák, Jaroslav Novák, Oleg Sivkov Realization of 1200 V, 50 A SiC MOSFET Inverter for Permanent Magnet Synchronous Motor 42 Le Thi Minh Trang Inter-area Power Oscillation and Potential Application Phasor Measurement Units for the 500kV VietNamese Power System 47 Stanislav Vrána, Pavel Trnka, Matěj Kuře, Petr Maršík Autíčko na nakloněné rovině a Soustava dvou propojených nádrží – nové reálné úlohy pro virtuální laboratoř 52 Josef Zicha Technologie na scestí 56 Ivan Uhlíř Double Degree studijní programy 58 Ivan Uhlíř Inteligentní sítě jako efektivní prostředek tlumení kmitání fázorů v elektrovodných sítí 59 Adam Kouba, Ivan Uhlíř Development of control strategy with 1-D gas dynamic engine model used as observer 61 Témata a stav výzkumu v oblasti komplexních systémů na ústavu Přístrojové a řídicí techniky Jiří Bíla, Jakub Jura, Martin Novák Pavel Krist Ústav Přístrojové a řídicí techniky, Fakulta strojní, České vysoké učení technické v Praze Praha 6, Česká republika e-mail: [email protected] Ústav jaderné fyziky Řež u Prahy, Česká republika e-mail: [email protected] Abstrakt—Komplexní systémy jako systémy s mnoha prvky v interakci, s multivariantním a emergentním chováním, zasahují do našich životů někdy velmi brutálním způsobem. Možná právě proto jsou častým námětem vědeckých a odborných studií se snahou o lepší poznání jejich základních vlastností. Článek podává informaci o některých tématech, která se v poslední době zpracovávala a v současné době zpracovávají na ústavu 12110. Keywords—emergentní situace; detekce emergetních situací; interpretace emergentních struktur; syntéza nových technologických materiálů I. ÚVOD Multirozměrovost, - Kvazi-stabilita ve stavových změnách, - Nelinenární změny, Pohyb na hranici chaosu, - Nenáhodné budoucno, - Sklon k síťovým a multiagentním organizacím. NĚKTERÉ ZAJÍMAVÉ VÝCHOZÍ BODY NA CESTĚ Přestože v současné době jsou na ústavu Přístrojové a řídicí techniky zpracovávána pouze některá témata z původně započatých, dovolíme si rekapitulovat vývoj problematiky komplexních systémů v širších souvislostech o několik let zpět. Zřejmě vzhledem k tématu disertační práce „Řízení malého cyklického urychlovače fuzzy regulátorem“, [8], mého doktoranda Pavla Krista z Ústavu jaderné fyziky v Řeži u Prahy, jsme se zbývali jistou dobu kvantovou mechanikou. (Nesporný motivační vliv měl na to prof. Šimáně z téhož ústavu.) Výsledkem této „bohulibé“ snahy byl článek „Emergent Phenomena, Morphomatics and Theory of Complexity“ (referovaný na WoS pod číslem WOS:000302647900081). V tomto článku jsme se dotkli Budeme-li pátrat po solidním vymezení obsahu pojmu “Komplexní systém”, najdeme řadu charakteristik, z nichž některé se již ustálily, např.: - - II. rozsáhlé “blackout” situace v energetických sítích, které vedly k nezanedbatelným ztrátám (např. Italy Blackout (2003), (Southwest blackout (Arizona 2011)). Mnoho vnitřních prvků v řadě vzájemných interakcí, Emergentní chování, Pozn. 1: Ačkoli článek má řadu spoluautorů, v některých pasážích (zejména těch, které se váží k době 2006-2014) si dovolím (s jejich svolením) psát za sebe. To je období, kdy se mé odborné aktivity prolínaly s aktivitami prorektora ČVUT, a nerad bych mé spoluautory na tyto komplikované vztahy vázal. chybné interpretace poruch v jaderných elektrárnách, které vedly k haváriím (např. Jaslovské Bohunice (1977), Three Mile Island (1979), Černobyl (1986)), - - Několik slov k organizaci dalších kapitol článku. Článek je přehledový (jeho hodnota je spíše literární, než vědecká), ale snažíme se stručně popsat témata, která jsou v dané oblasti rozpracovaná. Proto je omezen i seznam citovaných prací na nejnutnější zdroje, (ze kterých pak vedou dále linky odkazů pro zájemce). Přestože určitá část informované vědecké veřejnosti by se v souvislosti s komplexními systémy ráda bavila o problémech spíše akademického typu (např. skutečný počet dimenzí fyzikálního světa, nebo povaha veličin, které způsobují stáčení struktur proteinů), na stole leží události z nedaleké minulosti, které narazily na problematiku komplexních systémů a které nám radost nepřinesly. Uvádíme jen dvě třídy takových událostí: - Samoroganizující se procesy, Nikoli všechny tyto charakteristiky najdete pohromadě a ani ve sbornících erudovaných konferencí, např. [9], nebudou důsledně traktovány. Také v tomto článku se dotkneme jen některých. Stojí za to ještě dodat, že k většině uvedených charakteristik najdeme ekvivalenty v kybernetice. Snad až na „emergentní chování“ a multiagentní organizace. Nicméně právě tyto charakteristiky nás spojují s disciplínami méně přísně technickými, jako jsou biofyzika, biologie a ekologie. Důvodem, proč se témata související s komplexními systémy stala dnes velmi aktuální, jsou aplikace některých technologií, které zasahují do mnoha odborných a vědeckých disciplín, a které přinášejí problémy obtížně formalizovatelné a řešitelné z pozic klasických přístupů. - - 2 s ČVUT. Jako tehdejší prorektor ČVUT jsem vyjednal jeho spolupráci s katedrou fyziky strojní fakulty ČVUT. I přes mnohé komplikace v této spolupráci a i přesto, že bych měl naslouchat božímu sdělení, věřím, že větev výzkumu „Syntézy materiálů jako emergence v komplexních systémech“ je pro nás dosažitelná a užitečná, [5], [6]. formování tvarů jako přírodních emergencí a v této souvislosti jsme citovali aparát orientovaných matroidů jako možný prostředek pro formalizaci konceptů tzv. M-teorie (jedné verze teorie strun). Ani ne za rok se na ČVUT objevil prof. Seldom Lee Glashow. Prof. Glashow, dnes již čiperný osmdesátník, byl nositelem Nobelovy ceny za fyziku z roku 1979, za příspěvek rozpracování teorie slabé interakce k obecné teorii fyzikálního pole. Kromě řady společenských aktivit v akademickém světě a v Praze, měl prof. Glashow na programu dvě přednášky: první pro akademické fórum ČVUT [1], - druhou pro studenty (zejména pro studenty FJFI). Téma první přednášky bylo zaměřeno na podstatu objevů (přirozených i vynucených) a svým způsobem obcházelo problematiku emergencí. Ve druhé přednášce se profesor ostře vymezil proti teorii strun. Absolvoval jsem obě přednášky a jako člověk respektující boží sdělení jsem se dozvěděl, že tudy cesta nevede (jak ještě dále bude zdůrazněno při zmínce o teorii interpretace). Pozn. 2: Výše uvedené skutečnosti jsem uvedl spíše pro pobavení a jako příklad toho, že cesty páně jsou nevyzpytatelné a že i prostému člověku se mohou dít „náhody“, které nevěští nic, než nenáhodné budoucno. (Nikdo si snad nemyslel, že prof. Glashow četl zmíněný článek, nebo že ministr školství se zahazoval s nějakými „no names“ z ČVUT.) Pozn. 3: Prof. Reshaka jsem mezi spoluautory nezahrnul zejména proto, že článek je napsán ad hoc v češtině a schvalování od něj by trvalo přece jen delší dobu. III. SOUČASNÉ SMĚRY VÝZKUMU KOMPLEXNÍCH SYSTÉMŮ NA ÚSTAVU Zřejmě díky tématu výzkumného grantu „Vývoj metody stanovení toků energie a látek ve vybraných ekosystémech, návrh a ověření principů hodnocení hospodářských zásahů pro zajištění podmínek autoregulace“ jsme se dostali blíže ústavu Fyzikální biologie na Biologické fakultě Jihočeské univerzity v Českých Budějovicích“. Tento ústav měl vynikající výsledky (např. v pěstování řas využitelných v lékařství), měl ustálenou vědeckou kulturu publikací a v získávání mezinárodních grantů mohl být vzorem pro nejednu pražskou výzkumnou instituci. Ředitelem ústavu byl prof. Dalibor Štys (pozdější ministr školství v roce 2013). Zejména z jeho iniciativy byl sestaven během roku 2013 studijní obor „Měření v komplexních systémech“, [2]. Při sestavování tohoto studijního oboru jsme z hlediska zájmu o komplexní systémy zmapovali území České republiky i spřátelené zahraniční instituce (např. TU ve Vídni nebo ústav Maxe Plancka v Drážďanech). I když se nepodařilo umístit tento studijní obor na žádnou z fakult ČVUT, věříme, že investovaná energie není ztracená. (Na druhé straně podotýkám, že na Fakultě rybářství a ochrany vod, Jihočeské univerzity v Českých Budějovicích, Ústav komplexních systémů existuje, i když studijní obor „Měření v komplexních systémech“ nenosí.) Absolvoval jsem celý vývoj zmíněného studijního oboru až po rozhovor prof. Štyse s děkanem strojní fakulty ČVUT a jako člověk, který respektuje boží sdělení, jsem uznal, že tudy cesta nevede a je třeba počkat. V této sekci si dovolím krátce pohovořit o následujících třech oblastech výzkumu komplexních systemů: - Detekce emergentních situací, - Interpretace nových struktur, - Syntézy nových technických materialů. A. Detekce emergentních situací. V článku [3] jsme hovořili o dvou třídách emergetních situací. U těch jednodušších známe, jak asi budou vypadat, až nastanou, ale neznáme jejich skutečné příčiny. Jako příklady jsme vypočítali „velké povodně“, „dopravní zácpy“ a „vznik bojových obrazců v termitích koloniích“. Situace, které jsme zatím nevypočítávali, ale které tam dozajista patří, jsou „situace hroucení obchodních řetězců a sítí“ a „stavy blackoutu v energetických sítích“. Podstatně horší emergentní situace jsou ty, u kterých neznáme ani skutečné příčiny, ani to, jak budou vypadat (až nastanou). Sem patří situace, které nastanou jen jednou a operace zobecnění mají zde nulovou hodnotu. Oba dva typy situací nelze klasicky modelovat. U situací jednodušších lze, analýzou prostředí, ve kterém nastanou, detekovat (resp. vypočítat) jejich příchod. Ve všech uvedených případech jsme využívali teorie narušení tzv. strukturálních invariantů. V řadě prací jsme se soustředili na detekci jednodušších emergentních situací, které vznikají nad rovinou procedur rozpoznávání nebo klasifikace. V těchto případech naše detektory indikovaly situace, kdy proces rozpoznávání nebo klasifikace neprobíhal korektně. Typickým příkladem z praxe byl proces klasifikace poruch svárů. Poruchy byly nasnímány ultrazvukovou sondou a na vzorové ultrazvukové křivky byly natrénovány neuronové sítě. V případě nekorektní klasifikace byly na testovaných svárech indikovány poruchy, které tam ve skutečnosti nebyly. Každý, kdo si vzpomene na „přesnost“ ultrazvukových čidel a na omezené možnosti natrénování neuronových sítí, připustí užitečnost detekce situací, kdy klasifikační proces neprobíhal korektně. V roce 2013 jsme zorganizovali (spolu s VŠB TU v Ostravě) a hostili na strojní fakultě, ČVUT mezinárodní konferenci ISCS (International Symposium on Complex Systems). Konference byla úspěšná (přijel i prof. Otto E. Rössler, zakladatel tzv. Rekurzivní evoluce v biosystémech) a hoši z Ostravy si pochvalovali, jak „ta Praha přitahuje“. Ke konferenci vyšel krásný sborník [9] (doporučuji si ho alespoň prohlédnout), nicméně články z něj jsou v podstatě neviditelné, protože Web of Science jaksi vydavatelství Springer Verlag nebere. A jako člověk respektující boží sdělení … Při jedné návštěvě prof. Štyse na ČVUT (v rámci uvedení prestižní delegace rektora univerzity PERLIS v Malaysii) se objevil (jako člen delegace) prof. Ali H. Reshak. Prof. Reshak se zabýval komplexními systémy na rozhraní chemie a teorie syntézy technologických materiálů a měl zájem o spolupráci Jiným praktickým příkladem byla detekce nekorektní funkce monitorovacího systému. Všechny tyto příklady vycházejí ze stejného teoretického přístupu. Liší se pouze v typu strukturálního invariantu, který je narušen. 3 Tato oblast témat má dvě nepříjemné počáteční podmínky: - Úspěch detekčního procesu závisí na spolehlivém datovém popisu komplexního systému, - V podnicích a ve firmách není velká náklonost ke spolupráci na projektu, který by mohl poukázat na eventuální nedostatky (ještě předtím, než se něco stane). Z morfologie stavových diagramů usoudíme, že jsou si podobné. Jak mnoho podobné ovšem nevíme. Ale ani když uvedeme, co znamenají jednotlivé stavy v diagramech (doplníme sémantiku), nezjistíte o mnoho více, pokud nezapojíte vlastní inteligenci a vnější znalosti. Pro takové a podobné případy naše snahy vedly k syntéze formální pomůcky (nápovědy) pro to, aby využití vlastní inteligence a vnějších znalostí bylo efektivní (a tedy došlo k emergenci nové znalosti). (Jen pro úplnost uvádím, že stavový diagram na obr. 1. představuje tzv. „Mokrý extrém“ v ekosystému, diagram na obr. 2. je interpretován (s využitím metody [10]) jako „“vlhké a oblačné počasí, něco jako jaro v Jižních Čechách”.) Nicméně i přesto se snažíme zapojit do projektu Smart Cities, který je koordinován na ČVUT. Na tématu „Detekce neočekávaných situací“ pracovali v minulosti doktorandi Ing. Ladislav Kořán, Ing. Juraj Vitkaj a Ing. Mgr. Jakub Jura. K tématu přispěl ve své doktorandské fázi i doc. Bukovský, nicméně vlastním přístupem. V současné i v blízce budoucí době by téma mohl propracovat Ing. Jan Vrba. Svoji vlastní metodu interpretace nových funkcionálních struktur vyvinul Dr. Jakub Jura ve své disertační práci. Zatímco v metodě [10] operujeme ve finální fázi s emergencemi indukovanými rozšířením bází matroidů, Jura vytváří tzv. Interpretační mapu, kterou člověk (vlastní inteligencí a za použití vnějších znalostí) převádí na sémantický obsah výsledné hledané struktury (v přirozeném jazyce!!). B. Interpretace nových situací Přestože druhů interpretace je celá řada, v internetovém vyhledávači na heslo „Interpretace“ nenajdete nic. Tedy nenajdete ani konstrukce interpretačních systémů, ani odborné články, ani metodologická pojednání. Najdete tam ale zaručeně, kdo a jak interpretoval Beethovenův koncert C moll a kdy. Pokud se dostanete v určitých odborných zdrojích k interpretačnímu systému, najdete lépe či méně vyvinutý pravidlový systém možná obohacený o techniku lingvistické aproximace. V každém případě ale dostanete něco, co je blíže k rozpoznávání a klasifikaci, než k interpretaci. Nám jde ale o interpretaci, jako o cestu k získání nové nepreformované znalosti (nikoli o identifikaci pachatelů). Na problematice Interpretace nových struktur pracovali v minulosti doktorandi: Ing. Miroslav Tlapák, Ing. Tomáš Brandejský, Ing. Mgr. Jakub Jura. V současné době začíná tento problém studovat Ing. Martin Novák. Závěrem tohoto odstavce si dovolím opět vzpomenout na problematiku interpretace v kvantové mechanice. Je znám spor dvou velikánů – Alberta Einsteina a Johna Bella - o možnost vysvětlit svět makrostruktur z mikrostruktur kvantové mechaniky, který pak vede na problematiku skrytých parametrů a dimenzí. Prof. Glashow samozřejmě pracoval od počátku s faktem, že přidání slabé interakce k interakci gravitační a elektromagnetické tento problém neřeší. V nejlepším případě se dimenzionalita fyzikálního světa zvýší ze 4 na 6 (ale to jen pro “opravdové” kvantové fyziky). Ale i “opravdoví” fyzici dnes přiznávají, že s využitím současných přístupů kvantové mechaniky problém interpretace řešitelný není. Pokud má stroj dělat interpretaci nových struktur – pak na základě srovnávání morfologie. (Tak se to naučil od Noama Chomskyho z rozpoznávání jazyků.) Srovnejme stavové diagramy obr. 1. a 2. S4 S5 A zcela na závěr tohoto odstavce dodám, že obecná teorie interpretace legálně neexistuje. Zatímco právníci se úzkostlivě drží pojmu „precedent“ (judikát) a zvažují každou možnou novou interpretaci posuzovaného právního aktu, celá velká rodina disciplín si starosti nedělá. Jedná se zejména o kosmologii, teologii, archeologii, paleontologii a historii. Těžko si lze představit, co by přijetí, byť jen návrhu, obecné teorie interpretace, pro ně znamenalo. S2 S9 S13 S6 S7 S3 S15 C. Syntézy materiálů jako emergence v komplexních systémech Přestože se zařazení tohoto tématu k výzkumu komplexních systémů na ústavu Přístrojové a řídicí techniky může zdát jako trochu „příliš“, pokusím se ukázat, že s tímto tématem se tu nabízí produktivní zjednodušení v charakteristikách, které jsme uvedli v Úvodu. (Kromě toho, u řady syntetizovaných technických materiálů se proměřují také nezanedbatelné optické vlastnosti, které do zájmů odboru Přesné mechaniky a optiky ústavu patří.) Obr. 1. S12 S4 S9 S2 S13 S6 S10 S18 Místo uvedených devíti charakteristik postačuje pouze pět: - Obr. 2. 4 Síť interagujících prvků, - Schopnost modelů), formování - Samoorganizace, - Emergentní chování, - Multirozměrovost. kompartmentů (lokálních Multirozměrovost: Komplexní systémy nelze korektně charakterizovat pohybem hodnot jediné proměnné. V případě uvedeného technologického materiálu se zjišťuje, měří a vypočítává, např.: Podotýkám, že jde spíše o snahu popsat nějaký systém, jako komplexní systém, nikoli o to, že by nějaký systém skutečně takový byl. Uvádím dva příklady: Molekulu C13H10O4S technologického materiálu, [5], [6] (pro kterou jsme naší metodou vypočítali její modifikaci C12H6O4, a mj. uvedli do sborníku „Trendy 2014“, (obr. 3) a příklad velké klasické knihovny o 100 000 svazcích. - geometrická poloha v komparmentu, - hustoty nábojů kompartmentu, - hustoty stavů, - speciální optické vlastnosti individuálního krystalu materiálu. v okolí jednotlivých jednotlivých atomů atomů Hodnoty a průběhy těchto vlastností neslouží ani tak k popisu materiálu se snahou o odlišení od jiných technologických materiálů (při případném sporu o to, který je který), ale sledují jeho začlenění do vyššího systému (resp. jeho technologické využití podle jeho elektronických a optických vlastností). V daném případě jsou elektronické vlastnosti dány rozložením hustot náboje v okolí atomů a optické vlastnosti materiálu jsou charakterizovány průběhem dielektrické funkce ε(q, ω), (q je hybnost a ω je frekvence). Vraťme se nyní k porovnání popisu a využití popisu uvedeného technologického materiálu jako komplexního systému, s popisem velké klasické knihovny a 100 000 svazcích. Žádnou z uvedených charakteristik u příkladu knihovny nenajdeme. (Ledaže bychom považovali za emergentní chování náhlý pád regálu.) V tomto tématu ale nejde jen o popis systémů odlišující komplexní systémy od systémů složitých nebo rozsáhlých (Large Scale). Jde spíše o jinou cestu ke vzniku nových struktur materiálů. Dosud se dostáváme ke struktuře materiálů (tj. tvarů typu na obr.3.) přes jejich kvantitativní charakteristiky. To má ale svá omezení. Obr. 3. Síť interagujících prvků: Na obr. 3. se vyskytují atomy vodíku H, kyslíku O, uhlíku C a Síry S. Atomy jsou spojeny chemickými vazbami, (o kterých nemusíme hovořit, ale které reprezentují vzájemnou interakci). Není zas tak vzdálená doba, kdy se tvary atomů (tj. zejména rozložení elektronů na orbitalech) vypočítávaly podle Schrödingerovy rovnice. S postupem ke strukturám molekul (resp. kompartmentů) se tato cesta ukázala metodicky i výpočetně spíše náročná. V práci [6] jsme se snažili ukázat, že ke tvarům kompartmentů (typu obr. 3.) by mohla vést jiná, podstatně jednodušší, cesta, která je blíže komplexním systémům. Schopnost formování kompartmentů (lokálních modelů): Hovoříme sice o molekule, ale chemici mluví o jednotkových buňkách látky. Jde o lokální model (kompartment), který se vyčlenil (možná lépe „člověk ho vyčlenil) z množství atomů a jejich vazeb, které charakterizují uvedený technologický materiál. Tady přicházejí otázky společné pro celou chemii: Kdo a jak tento kompartment sestrojil? Skutečně existuje, nebo jde o spekulaci našeho mozku, abychom porozuměli a mohli pokračovat interpretací? Na tomto tématu zatím nikdo z mých doktorandů explicitně nepracuje. Věřím však, že najdu zájem i podporu u jaderných fyziků (Dr. Pavel Krist a můj staronový doktorand Ing. Olšanský). Samoorganizace: IV. Ať již jde o aktivitu přírody nebo našeho mozku, musíme syntézu kompartmentu „přidělit“ určitému samoorganizujícímu jevu, který detailně neznáme. ZÁVĚR Od dob, kdy jsem byl vedoucím ústavu Přístrojové a řídicí techniky (2005-2009), jsem měl snahu sjednocovat pole výzkumu na jednotlivých odborech. Nasvědčoval tomu i výzkumný grant „Vývoj metody stanovení toků energie a látek ve vybraných ekosystémech, návrh a ověření principů hodnocení hospodářských zásahů pro zajištění podmínek Emergentní chování: Emergentní jev jsme představili v modifikaci této buňky (z obr.3.) na buňku C12H6O4S. Jev byl diskrétní, okamžitý, bez zjevné souvislosti s C13H10O4S. 5 autoregulace“ (2006-2011), který jsem na fakultě řídil, a který uspokojil řadu zájmů ze všech tří odborů. [2] D. Stys, J. Bila, J.Jura, P. Jurus, “Measurement in Complex Systems”, The first version of Study Branch, CTU in Prague, Prague, 2014, unpublished. Tento článek, který mapuje aktivity na ústavu Přístrojové a řídicí techniky v rámci tři směrů témat oblasti Komplexní systémy, sleduje podobný cíl, i když ne v tak široké míře, jako v letech 2006-2011. [3] J. Bila, “Processing of Emergent Phenomena in Complex Systems,” in: International Journal of Enhanced Research in Science Technology and Engineering, Vol. 3, No. 7, (2014), 1-17. [4] J. Jura, “Interpretation process in conceptual re-design of systems,” Ph.D. Thesis, Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague, 2012. [5] A. Sikander, J. Bila, H. Karmarudin, A.H. Reshak, “Elektronic Structure, Electronic Charge Density and Optical Properties of 3-methyl-1,4dioxo-1, 4- dohydronaphtalen-2-yl-sulfanyl (C13H10O4S),” in: International Journal of Electrochemical Science 9, 445-459 (2014), [6] J. Bila, “Syntheses of Technological Materials as Emergences in Complex Systems,” 20th Intern. Conference on Soft Computing – MENDEL 2014, vol. 1, pp. 255-262, June, 2014. [7] M. Novak, “Inference module for the modeling of micrometeorological states in an ecosystem,” Master thesis, Faculty of Mechanical Engineering, Czech Technical University in Prague, 2014. PODĚKOVÁNÍ Děkuji doc. Ing. Janu Chyskému, CSc., vedoucímu ústavu Přístrojové a řídicí techniky, za podporu aktivit v rámci oblasti Komplexní systémy i za podporu práce mých doktorandů. Děkuji prof. Ing. Ivanu Uhlířovi, DrSc. za realizaci kontaktů s universitou PERLIS v Malaysii i za tolerantní a velkorysé kroky v této souvislosti. Děkuji děkanovi fakulty strojní prof. Ing. Michaelovi Valáškovi, DrSc. za nepřímou podporu aktivit v oblasti Komplexní systémy. [8] P. Krist, J. Bila, D. Chvatil, “Genetic algorithm-based optimal fuzzy control system for the MT 25 microtron,“in: Journal of Instrumentation, vol.8, DOI: 10.1088/1748-0221/8/05/T05003, 2013. a. [9] A. Sanayei, I. Zelinka, O. Rössler (Editors), “Interdisciplinary Symposium on Complex Systems – ISCS 2013,”,in: Emergence, Complexisty and Computation, Springer Verlag Berlin, Heidelberg, 2014. LITERATURA [1] Lee Seldom Glashow, “How new things and ideas come in the world”, Lecture presented in 10th of May 2012 in CTU in Prague, Computation and Information Centre of CTU in Prague, Prague 2012. [10] J. Bila, J.Pokorny., “Interpretation of new state structures in Qualitastive models of Selected Ecosystem functions,” In review process, Ecological Modelling, 2015. 6 Síť pro paralelní optimalizaci a výpočty Cyril Oswald Ústav přístrojové a řídící techniky ČVUT v Praze Matouš Cejnek Ústav přístrojové a řídící techniky ČVUT v Praze úkoly v Pythonu spouštěly jiné aplikace (například spustitelné soubory nebo skripty napsané v jiných jazycích). Abstract—Tento článek prezentuje dosažené výsledky při tvorbě výpočetní sítě více počítačů pro paralelizaci výpočtů v jazyce Python. V současné době je možné pustit centrální server na libovolném počítači, přes webové rozhraní zadat úkoly tomuto serveru a ten je schopný je následně distribuovat mezi výpočetní uzly, které se k serveru připojí. II. ARCHITEKTURA VÝPOČETNÍ SÍTĚ Pří plánování výpočetní sítě, jsme vycházeli z předpokladu, že síť musí být schopná zorganizovat co nejvíce počítačů a distribuovat mezi ně úkoly efektivním způsobem, přitom je nutné udržet na jednom místě přehled o veškeré činnosti sítě. Z tohoto důvodu jsme se přiklonili k silně centralizované podobě sítě. Keywords—výpočetní sít, paralelní výpočty I. ÚVOD V oboru soft-computing je potřeba provádět velké množství výpočtů. Tyto výpočty je možné rozdělit na paralelizovatelné (ty kde výpočet části nezávisí na ostatních – předchozích částech) a na neparalelizovatelné, u kterých je nutné znát předchozí výpočet k tomu aby bylo možno pokračovat. A. Server Na vrcholu sítě je jeden server. Kterému jsou (webovým rozhraním) zadávány úkoly. Server převezme od klienta úkol a uloží ho do databáze jako projekt s jednotlivými úkoly, které pak na požádání vydává jednotlivým výpočetním uzlům. Při přihlašování uzlů je kontrolována hardware adresa počítače a jeho jméno a heslo. Zároveň se synchronizuje nastavení uzlu s informace o něm uložené v databázi. Dalším úkolem severu je předběžná validita úkolu zadaného klientem a ověření práv uživatele. Při zpracování časových řad pomocí neuronových sítí a podobných úkonech, které provádíme, není možné jednotlivé výpočty rozdělit na nezávislé části. Často je ale vyžadováno opakování celé simulace (množiny posloupných operací nad časovou řadou). Tento požadavek může vzniknout z různých důvodů, například: Možnost nebo nutnost rozdělit data na úseky Provádění výpočtů pro velké sady nezávislých záznamů Otestování programu pro různé vstupní nastavení (hledání ideální parametrů simulace) Technologie použitá pro server na straně serveru je Django [1] a na straně klienta to je angular.js. Databáze pro skladování veškerých dat o klientech, úkolech i výpočetních uzlech je momentálně SQLite. Komunikace mezi serverem a klientem i mezi serverem a výpočetními uzly probíhá přes HTTP (Hyper Text Transfer Protocol). Formát pro výměnu dat je JSON (JavaScript Object Notation). Pro urychlení takovýchto výpočtů se nabízí hned dvě řešení. První řešení spočívá ve využití lepších výpočetních prostředků (speciálních počítačů), zatímco druhé řešení spočívá ve využití většího množství počítačů. Pro univerzity a podobné instituce, je výhodné vydat se druhou cestou, protože tyto objekty disponují velkým množstvím počítačů, které jsou většinu dne nevyužity. Zatímco druhé řešení je pro tyto podniky nevýhodné z důvodu nutnosti pořizování vybavení, které je nákladné a jinak nepotřebné. B. Výpočetní uzel Výpočetní uzel (farma) je označení pro počítač, který se připojuje k serveru proto, aby vyřešil některé z úkolů zadané klientem. Námi navržená aplikace umožňující počítači státi se farmou se skládá ze dvou aplikací – manageru a výpočetního jádra. Manager je aplikace, která spravuje nastavení výpočetního uzlu. Nastavení uzlu obsahuje informace o uzlu jako jsou přihlašovací údaje, jeho id v síti, počet dostupných procesorů, zda je možné tento počítač zapínat po síti a v neposlední řadě také adresa a port serveru. Dalším jeho úkolem manageru je registrace uzlu do sítě a jeho přihlašování k síti. Po přihlášení uzlu k síti manager spustí několik instancí výpočetního jádra. Jejich počet je defaultně nastaven na počet CPU počítače, ale majitel uzlu toto číslo může snížit, pokud chce počítač sám na Z těchto důvodů jsme si zvolili jít cestou využití stávajících počítačů, které již škola vlastní a jsou většinu času nevyužité. Jelikož majorita naší práce je prováděna v jazyce Python, tak i v tomto jazyce je výpočetní síť vytvořena a je primárně určena pro organizaci paralelního chodu právě skriptů napsaných v jazyce Python. Není ale vyloučeno použít síť k tomu, aby 7 něco využívat ve stejném čase, ve kterém počítač pracuje pro výpočetní síť. jsme nakonec přistoupili pouze k opatření, že farmy nebudou prozatím běhat na počítačích, které jsou atraktivní cíle a bude důsledně zaznamenáváno, kdo vytvořil jaký úkol. Případný útočník by byl takto okamžitě odhalen. Problémem zabezpečení proti zhoubnému kódu od klienta se budu více zabývat v diskuzi. Výpočetní jádro provádí samotné dotazování na server pro úkoly, řešení úkolů a vracení odpovědi. V případě že není možné provést výpočet (úkol obsahuje chybu, kterou neodhalil server při vytváření úkolu), výpočetní uzel vrátí hlášení o chybě spolu se zprávou popisující příčinu chyby. Tato odezva je uložena místo výsledku do databáze serveru, aby klient mohl zjistit, kde udělal chybu při zadávání úkolu. III. ZÁVĚR Vytvořili jsme jednoduchou serverovou aplikaci pro organizaci a sledování úkolů a aplikaci pro výpočetní uzly. Uzly jsou schopné připojit se k serveru a přijmout od něj úkol, zadaný klientem přes webové rozhraní. Klient může kontrolovat vyřešené úkoly přes webové rozhraní. Učinili jsme základní opatření pro bezpečnost provozu této výpočetní sítě. C. Zabezpečení U takovýchto aplikací, jako je výpočetní síť je velké riziko, že se aplikace stane cílem útoku. Tento problém je dán samotnou podstatou aplikace, které využívá kód zadaný klientem a předává ho dalším počítačům, které ho provádějí. Prostor pro různé formy útoku je zde hned minimálně na třech místech – v kódu, které zadává klient, v maligním podstrčeném výpočetnímu uzlu a v samotné webové aplikaci. IV. DISKUZE Jak již bylo opakovaně zmíněno dříve, je toho stále hodně co zlepšit na námi vytvořené výpočetní síti. Podle našich úvah, by se budoucí vývoj by se měl ubírat hlavně těmito směry: Webová aplikace sama o sobě nepředstavuje velké nebezpečí ve formě jak jí my provozujeme. Veškeré uživatelské vstupy jsou chráněny mechanismy webového frameworku Django [2] proti běžným útokům jako jsou [3]: XSS – vkládání zhoubného javascript kódu do uživatelských vstupů. CSRF – podstrkování maligních webových formulářů prověřeným uživatelům SQL injection – vkládání zhoubného SQL kódu do uživatelských vstupů Zabezpečení, které umožní, aby síť mohli používat i lidé mimo naší výzkumnou skupinu. Samoregulace výkonu – automatické spouštění farem přes LAN v případě potřeby a automatické vypínání farem v případě nedostatku práce Otázka budoucích zabezpečení sítě nemá zatím jednoznačnou odpověď. Nabízí se několik odlišných strategií, jak k problému přistoupit. Není vyloučena ani možnost vytvoření různých úrovní důvěry pro jak klienty tak farmy, které budou předurčovat jejich možnosti účasti v síti podle důvěryhodnosti. Větší riziko než samotná webová aplikace pro výpočetní síť představují maligní podstrčené farmy. Jedná se o upravené farmy, které se nechovají tak jak by měli. Jelikož farmy komunikují se serverem přes HTTP a ke zpracování jejich požadavků jsou použity pouze standardní mechanismy webového frameworku, tak je aplikace dostatečně chráněna před kódem zhoubným pro server. Jediné riziko zde tedy zůstává, že nakažená farma by mohla vracet špatné výsledky. Výpočetní síť by nikdy neměla být použita k výpočtu citlivých, nebo kritických informací a proto by tento druh útoku neměl být lákavým cílem pro žádného útočníka. Navíc každá farma v naší síti je zaregistrovaná a má vlastníka, takže v případě podstrčení nakažené farmy, bude jasné, kdo za útokem stál. Pro samoregulaci výkonu jsme již začali experimentovat s možností wake-on-lan (spouštění počítačů přes LAN) a automatickým vypínáním farem, ale finální podoba logiky na straně serveru ani farem prozatím nebyla rozhodnuta. PODĚKOVÁNÍ Projekt je podporován grantem: Nekonvenční a kognitivní metody zpracování signálů dynamických systémů II , 2015 2017 , SGS15/189/OHK2/3T/12 REFERENCE Pravděpodobně největší riziko pro výpočetní síť spočívá v podstrčení zhoubného úkolu. Zde se jako zabezpečení nabízí hned několik možností. Nejdůkladnější možnost je pouštět veškerý kód na farmách v sandboxu (ochranný program, který neumožní aplikaci zasáhnout mimo povolené oblasti a provést nepovolené operace). Zde ale vzniká problém, že není možné využívat import a vstupovat do systému souborů, což by činilo výpočetní síť jen velmi málo použitelnou. Z tohoto důvodu [1] [2] [3] 8 “Django,” Django. [Online]. Available: https://www.djangoproject.com/. [Accessed: 17-May-2015]. “Django Documentation,” Django Documentation. [Online]. Available: https://docs.djangoproject.com/en/1.8/. [Accessed: 17-May-2015]. M. Christodorescu, Ed., Malware detection. New York: Springer, 2006. Adaptivní referenční detekce změn chování soustav v regulačním obvodu Miroslav Erben Ivo Bukovský Ústav přístrojové a řídicí techniky ČVUT v Praze, Fakulta strojní Praha, Česká republika [email protected] Ústav přístrojové a řídicí techniky ČVUT v Praze, Fakulta strojní Praha, Česká republika [email protected] Abstrakt—Příspěvek popisuje přístup k okamžité detekci neočekávaného chování dynamické soustavy v důsledku změn parametrů soustavy v uzavřeném regulačním obvodu. Metoda je založena na adaptaci prediktivního modelu a je v principu schopna detektovat změny chování soustavy okamžitě s každým jednotlivým nově naměřeným vzorkem dat. Takováto detekce se ukazuje jako problematická v případě skokových změn žádané veličiny s rozdílnou amplitudou a článek dále představuje návrh modifikace metody pro různě velké skoky žádané veličiny. diskrétním okamžiku aproximuje. Jako model byl použit jednoduchá lineární neuronová jednotky, model aktuální hodnoty regulované veličiny je tento (1) kde je vektor vah neuronu a neuronové jednotky . (2) Klíčová slova—regulační obvod, „novelty detection“, detekce změn, adaptivní model I. je vstupní vektor do Vstupní vektor je složen z minulých skutečných hodnot regulované veličiny , z aktuální a případně i minulých hodnot požadované veličiny , pokud není parametr zvolen jako rovný nule. ÚVOD Regulace systému pomocí regulačního obvodu s regulátorem typu PID je nejběžnějším způsobem regulace v řízení technologických procesů. Pro správnou funkci regulátoru je jej třeba správně nastavit. Nastavení regulátoru se zpravidla provádí při prvním spuštění procesu a dále během provozu se nemění. Ovšem během činnosti regulačního obvodu mohou nastat změny v řízeném systému. Důsledek těchto změn je do jisté míry potlačen činností regulátoru, tudíž nemusí být patrné při pouhé vizuální kontrole průběhu výstupu regulačního obvodu. Detekce těchto změn může poskytnout informaci o tom, nakolik je stále platné nastavení regulátoru a také může spouštět samočinné přenastavení parametrů regulátoru. Pokud je třeba sledovat soustavu s dopravním zpožděním , do vektoru se vloží starší hodnoty žádané veličiny , kde signálu. (3) je periodou vzorkování a zároveň i vyhodnocování Mechanismus adaptace použitý pro lineární neuron je založen na klasické optimalizační metodě prvního řádu gradient descent. V každém okamžiku je upravován vektor vah neuronu následujícím výpočtem Článek zkoumá možnosti využití metody detekce neočekávaných hodnot v časových řadách biosignálů [3], pro okamžitou detekci změn chování dynamických soustav v uzavřených regulačních smyčkách s PID regulátory. V oblasti detekce neočekávaných stavů na poli výpočetních metod je v první řadě třeba rozlišovat metody statistické [5] a metody založené na neuronových sítích [6]. Ze statistických metod detekce neočekávaných hodnot časových řad je třeba zmínit Pincusovu entropii vzorku [7] a rozšíření metody [8]. Tento článek je zaměřen na využití metod detekce s učením systému, které obecně jasně patří do neuronových sítí [9]. Systémy detekce s učením mohou detekovat chyby [4] [10], nestálé změny [2] nebo také změny kódování a dekódování [1]. , , (4) (5) kde vyjadřuje normalizovanou rychlost učení, ta je závislá na vstupu neuronu a z následujícího vztahu vyplývá, že v závislosti na je menší než výchozí rychlost učení . (6) Ve vztahu (5) vyjadřuje chybu hodnoty regulované veličiny je . modelu aktuální (7) Samotná změna chování je pak vyjádřena nenulovými hodnotami výrazu, který vyjadřuje kombinaci velikosti chyby modelu a míry adaptace modelu II. PRICIP DETEKCE ZMĚN Zkoumaný způsob detekce změn systému spočívá v průběžné analýze výstupního signálu regulované veličiny pomocí průběžně se adaptujícího modelu, který jej v každém . 9 (8) Výsledkem je vektor parametrů novosti odpovídající každému koeficientu polynomu adaptivního modelu. Pro vyhodnocení a jednoduché zakreslení do grafu byly všechny prvky vektoru sečteny, tuto sumu prvků vektoru označíme . Význam učení pro tuto metodu je dvojí, jednak že samotná míra přeučování modelu je podkladem pro detekci změny a zadruhé, přizpůsobení změně modelu umožní reagovat na další změnu. Pokud by se nepřizpůsoboval, získaná by vyjadřovala odchylku od počátečního stavu kdy byly výstupy modelu i regulační obvodu shodné. Toto by se dalo využít pro například pro automatickou změnu nastavení regulátoru při překročení určité hodnoty . III. TEORETICKÁ ANALÝZA Pro ověření vhodnosti použití výše popsaného způsobu detekce byly provedeny simulace regulačního obvodu se soustavami s přenosy Obr. 1: Průběh regulované veličiny a její modelované hodnoty. Dolní graf zachycuje průběh parametru ND, detekujícího změny soustavy (t=1000,2000,3500,5000 [s] viz Tab.I). (9) Simulací bylo zjištěno, že skoková změny požadované hodnoty působí nárůst parametrů v okamžiku této skokové změny i pokud nedošlo k žádné změně soustavy. Pulzy vyvolané skokovými změnami mohou být větší než ty vyvolané změnami soustavy, při většině simulací byly v získaném signálu dominantní a takřka zcela zastínily nárůsty signálu pocházející od detekovaných změn. (10) Pro soustavu prvního řádu byl pro řízení použit PI regulátor, pro soustavu druhého řádu byl užit regulátor PID, parametry regulátorů byly určeny metodou SIMC popsanou v [11]. Parametry regulátorů nebyly během simulací měněny, nebyl použit žádný mechanismus adaptace parametrů. Parametry regulátoru jsou = 1,25; = 10 s; = 2 s. Jedním z možných řešení je odfiltrování pulzů od skokových změn, k tomuto účelu byl použit referenční signál, který byl získán stejně jako signály s tím rozdílem, že pro výpočet modelu byly použity starší váhy neuronu, z období, kdy ještě neprobíhala adaptace na nové parametry soustavy Detekce změn systému byla testována pro změnu dynamiky systému představovanou změnou časové konstant resp. konstant a . (12) Dosažené výsledky budou níže ukázány na příkladu simulací při použití soustavy 2. řádu s dopravním zpožděním . kde je počet vzorků, o který jsou váhy starší než aktuální. Pro takto získaný referenční model regulované veličiny se vypočítá obdoba následujícím postupem: (11) (13) Parametry adaptivního modelu byly , a . Během simulace byly provedeny čtyři změny časových konstant soustavy (Tab. 1), perioda vzorkování byla 1 [s] a celková doba simulace byla 6000 [s]. , (15) Výsledkem je vektor hodnot signálů , které mají obdobný průběh jako s tím rozdílem, že obsahují jen reakci na skokovou změnu žádané veličiny. Z odlišnosti signálů pak můžeme usuzovat na změnu soustavy v uzavřeném regulačním obvodu: TABULKA I ZMĚNY ČASOVÝCH KONSTANT SOUSTAV (9) A (10) BĚHEM SIMULACE REGULAČNÍ SMYČKY číslo změny Změna parametrů soustavy Čas změny [s] T1 [s] T2 [s] 1 1000 8,3 2,4 2 2000 11,7 2,5 3 3500 14 2,75 4 5000 10 2,5 (14) (16) , Na grafu níže je průběh regulované veličiny a její modelované hodnoty, žádaná veličina měla harmonický průběhu s proměnnou frekvencí. Výše popsaná metoda detekce změn jasně ukazuje na okamžiky, kdy došlo ke změně soustavy. (17) kde je koeficient zajišťující numerickou stabilitu, jeho hodnota by měla být velmi malá, použito bylo 10-6. 10 Pro zvýšení robustnosti metody je tedy možné RND počítat pro více různých posunutí vah a průběžně vyhodnocovat celý soubor získaných signálů. Již z prostého součtu signálů je možné identifikovat časy změn soustavy. Z matematického vyjádření metody plyne, že k detekci změny soustavy dochází až v okamžiku změny žádané veličiny, kdy se může projevit pozměněná dynamiky soustavy a také to, že velikost závisí na velikosti změny žádané veličiny. To může způsobit, že při malé velikosti skoku po změně soustavy může být správně detekovaná změna dynamiky zastíněna chybou vzniklou při velké změně žádané veličiny bez změny soustavy. IV. ZÁVĚR Byla ověřena možnost použití detekce založené na adaptujícím se prediktivním modelu pro sledování změn dynamiky soustavy v uzavřeném regulačním obvodu. Výsledkem je návrh způsobu potlačení poruch detekce při skokových změnách žádané veličiny. Obr. 2: Průběh regulované veličiny yr a její modelované hodnoty y. Dolní graf zachycuje průběh parametru RND, detekujícího změny soustavy čase t=2000[s], zatímco detekce běžných skokových změn žádané veličiny jsou potlačeny oproti ND v prostředním grafu. REFERENCE [1] C. Alippi et al, A prior-free encode-decode change detection test to inspect datastreams for concept drift. 2013. s. 1–6. . [2] C. Alippi, M. Roveri, Just-in-time adaptive classifiers #x2014;Part I: Detecting Nonstationary Changes. 2008. Vol. 19, no. 7, s. 1145–1153. . [3] M. Cejnek et al, Another adaptive approach to Novelty Detection in Time Series [online]. [s.l.]: Academy & Industry Research Collaboration Center (AIRCC), 2014. s. 341–351. [cit. 2015-01-20]. Dostupné online: <http://www.airccj.org/CSCP/vol4/csit41929.pdf>. [4] M.A. Demetriou, M.M. Polycarpou, Incipient fault diagnosis of dynamical systems using online approximators. 1998. Vol. 43, no. 11, s. 1612–1617. . [5] M. Markou, S. Singh, Novelty detection: a review—part 1: statistical approaches. 2003. Vol. 83, no. 12, s. 2481–2497. [cit. 2015-01-07]. . . [6] M. Markou, S. Singh, Novelty detection: a review—part 2:: neural network based approaches. 2003. Vol. 83, no. 12, s. 2499–2521. [cit. 2015-01-07]. . . [7] S. M. Pincus, Approximate entropy as a measure of system complexity. 1991. Vol. 88, no. 6, s. 2297–2301. . [8] J.S. Richman, J. R. Moorman, Physiological time-series analysis using approximate entropy and sample entropy. 2000. Vol. 278, no. 6, s. H2039–2049. . [9] S. Marsland, Novelty detection in learning systems. 2003. Vol. 3, s. 157–195. . [10] A.B. Trunov, M.M. Polycarpou, Automated fault diagnosis in nonlinear multivariable systems using a learning methodology. 2000. Vol. 11, no. 1, s. 91–101. . [11] M. Vítečková, Jednoduché seřízení regulátorů metodou SIMC [online]. 2006. Dostupné online <http://www.atpjournal.sk/buxus/docs/casopisy/ atp_plus/plus_2006_2/plus50_54.pdf>. Obr. 3: Průběhy RND pro různě zpětně posunuté vah w(k-p), kde je vidět, že kvalita zachycení změn systému závisí na zpětném posunutí vah p. Úspěšnost detekce změn závisí na správně zvoleném zpětném posunutí vah , což není vhodné pro praktické použití metody, bylo by nutné nejdříve toto vhodné posunutí najít. Toto je vidět na výsledcích simulace, kde byla žádaná hodnota neperiodicky měněna z 0,1 na 1 a vypočítáno pro 15 různých zpětných posunutí. Při některých posunech nebyla některá ze změn zachycena a naopak se objevily chybné detekce. 11 Příprava fluorescenčních nanodiamantů Z. Remeš P. Krist, D. Chvátil Laboratoř fotoelektrické a optické spektroskopie Fyzikální ústav AV ČR, v.v.i. Cukrovarnická 10, 162 00 Praha 6 Oddělení urychlovačů Ústav jaderné fyziky AV ČR, v. v. i. Hlavní 130, 250 68 Husinec – Řež [email protected] [email protected] J. Mičová R. Effenberg Oddělení analýzy funkčních materiálů Fyzikální ústav AV ČR, v.v.i. Na Slovance 2, 182 20 Praha 8 Ústav chemie přírodních látek Vysoká škola chemicko-technologická Praha Technická 5, 166 28 Praha 6 využití optické detekce magnetickou rezonancí [4] a (5) chemicky řízená flourescence pomocí chemického povrchového potenciálu [5]. Abstract—Již před časem bylo publikováno, že fluorescenční diamantové nanočástice se ukazují jako slibné luminiscenční detektory pro „bioimaging“, které mohou být srovnatelné s fluorofory a kvantovými tečkami. V této práci se zabýváme tvorbou NV (dusík – vakance) center v diamantových nanokrystalech za použití svazku energetických monochromatických elektronů. Nanodiamantový prášek byl ozařován elektronovým svazkemzískaným na urychlovači mikrotron MT 25. Při ozařování bylo na terči dosaženo nábojové hustoty několik C/cm2. Svazek elektronů byl kolimován do plochy 0,5 cm2 s využitím energií od 8 do 22 MeV. Formující se NV centra jsou aktivovaná pomocí vysokoteplotního žíhání ve vakuu. Nanodiamanty jsou dále upravovány oxidací a sonifikací, které vedou k odstranění sp2 uhlíku z jejich povrchu. Tato operace zároveň zajišťuje stabilní koloidní roztok s koncentrací 1 mg/ml s elektro-kinetickým (zeta) potenciálem okolo – 35 mV. Naměřená fluorescenční spektra ukazují, že výtěžek fluorescence stoupá lineárně s obdrženou dávkou při dané energii primárních elektronů. Tvar terče byl navržen na základě simulací provedených v software Fluka – Monte Carlo kód. Keywords—nanodiamanty; fotoluminiscence; elektronový urychlovač; NV centra I. Vhodné je využít diamantu typu Ib vyrobeného metodou „high temperature high pressure“ (HPHT), který obsahuje dostatečné množství dusíku. Pro vytvoření NV center je nutné diamant vhodně ozářit a vyžíhat při vysoké teplotě [6]. Diamant je velmi radiačně odolný materiál, ale vzniklé poruchy (vakance a intersticiály) jsou při pokojové teplotě nepohyblivé – stabilní [7]. e 5 2 4 3 mikrotron; 1 RF pulse ÚVOD Diamant je opticky transparentní polovodič s širokým zakázaným pásem. Jeho fluorescence ve viditelném a blízkém infračerveném spektru je způsobena barevnými centry navázanými na bodové defekty v krystalové mříži [1]. NV (dusík – vakance) centrum je jeden z možných bodových defektů v krystalové mřížce diamantu. Sestává z páru neobsazeného uzlu mřížky a atomu dusíku, který nahrazuje atom uhlíku [2]. Toto barevné centrum se může nacházet ve dvou stavech, neutrálním (NV0 emise na 575 nm) a negativním (NV- emise na 637 nm). NV centra vykazují následující vlastnosti: (1) jasně červená fluorescence při pokojové teplotě, (2) fotostabilita nevykazující „blednutí“ typické pro organické fluorofory nebo blikání typické pro QDs (kvantové tečky), (3) lineárně vzrůstající intenzita se vzrůstající koncentrací párů NV, (4) paramagnetický elektronový základní stav umožňující Obr. 1. Schéma mikrotronu MT 25. 1 – urychlovací rezonátor se zdrojem elektronů, 2 – vakuová komora (magnet), 3 – trajektorie elektronů, 4 – nastavitelný vývod svazku, 5 – první deflektor (dipólový magnet) Tvorba NV center byla zkoumána detailně v monokrystalu diamantu, ale systematické studie fluorescenčních nanodiamantů (FND) byly zahájeny teprve nedávno. Efektivní výroba FND získaných pomocí ozařování elektrony je publikována v článcích [8], [9], [10]. Fluorescenční diamantové nanočástice o velikosti několik desítek nm byly nedávno představeny jako slibné sondy pro fluorescenční zobrazování v biotechnologii a medicíně, kde mohou konkurovat běžně používaným fluoroforům a kvantovým 12 tečkám [11]. In vivo zkoumání biomolekulárních procesů uvnitř živých buněk bez narušení jejich normální funkce je důležité pro základní pochopení buněčných funkcí, jako jsou například buněčné signalizační mechanismy, normální nebo abnormální růst buněk (nádorů), dopravování léků atd. [12]. V této práci jsme se zabývali zkoumáním tvorby NV center v diamantových nanokrystalech s využitím svazku monochromatických energetických elektronů. Nanodiamantový prášek byl ozářen těmito elektrony získanými pomocí urychlovače mikrotron MT 25. Svazky elektronů využité ve studii jsou tedy s diskrétními energiemi od 8 do 21,3 MeV. Cílem bylo optimalizovat metodu tvorby NV center s ohledem na fluorescenční výtěžky a cenu produkce FND. II. EXPERIMENT A. Ozařování monoergetickými elektrony Urychlovač elektronů mikrotron MT 25 instalovaný v Ústavu jaderné fyziky AV ČR, v.v.i. v Praze je klasický typ mikrotronu, kruhového urychlovače elektronů, viz Obr. 1. Ve vakuové komoře urychlovače elektrony obíhají po kruhových drahách, které mají společný tečný bod. V tomto bodě je umístěn urychlovací rezonátor. Rezonátor je napájen mikrovlnným zářením (RF) a elektrony jsou urychlovány konstantním elektrickým polem s konstantní frekvencí v homogenním magnetickém poli [13]. Jako zdroj elektronů je použita přímo žhavená LaB6 katoda, která je umístěna na vnitřní stěně rezonátoru. Technické řešení urychlovače je ve zkratce popsáno v článku [14]. Obr. 3. Terčový systém s vodním chlazením pro ozařování ND až do hmotnosti 1,6 g Využitelný kolimovaný proud urychlených elektronů it se pohybuje okolo 15 µA. Tedy pokud budeme ozařovat nanodiamanty v současném terči celkovou nábojovou hustotou Q = 1,3 C/cm2, budeme potřebovat okolo 12 h provozního času urychlovače. V současném terči jsou ND lisované do Al pouzdra s objemovou hustotou 2 g/cm3, což nám umožňuje ozařovat ND s navážkou okolo 1,6 g. B. Teplotní aktivace NV center Diamantový prášek o středním průměru okolo 30 nm vyroben metodou HPHT (typ Ib) s koncentrací dusíku ve stovkách ppm byl zakoupen od Švýcarské firmy Microdiamond AG. Na základě nového přístupu pro přípravu FNDS s vysokou svítivostí [15] byl prášek oxidován vzduchem o teplotě 510 °C po dobu 6 hodin, za kterým následuje mokré chemické zpracování ve směsi koncentrované H2SO4 a HNO3 při teplotě 75 °C po dobu 3 dnů. Po zředění reakční směsi se odstraní ND odstředěním. Následně jsou pak ND promyty 0,1 M NaOH a 0,1 M HCl. Částice se nakonec promyjí pětkrát MilliQ vodou a roztok se lyofilizuje. Z mikrotronu MT 25 je možné vyvést monochromatické elektrony přibližně od 6 do 25 MeV. Délka pulsu je obvykle 3 µs a opakovací frekvence 423 Hz. Střední hodnota proudu urychlených elektronů se pohybuje typicky v rozmezí 0,1 až 40 µA. Výkon ve svazku při dlouhodobém ozařování dosahuje hodnot okolo 600 W. Disperze energie ve svazku je přibližně několik desítek keV. Svazek je možno fokusovat na požadovanou velikost sadou kvadrupólových dubletů. Pro dosažení přesné velikosti svazku je použit Al kolimátor viz Obr. 2. Ozářené HPHT diamanty byly homogenizovány rozptýlením ve vodě (1 mg/40 ml) a podrobeny působením ultrazvuku – sonda Hielscher UP 200S (200 W, 24 kHz) po dobu 1 hodiny a poté lyofilizovány. Dále byly vyžíhány pod argonovou atmosférou při teplotě 900 °C. Nakonec sp2 uhlík (nečistota vzniklá při ozáření a tepelném žíhání) byl odstraněn oxidací při teplotě 510 °C po dobu 6 hodin. Nanodiamantové částice byly dispergovány ve vodě (koncentrace 1 mg/ml) a vystaveny působení ultrazvuku po dobu 1 hodiny. Takto připravená koloidní disperze vykazuje nízkou agregaci a elektro-kinetický (zeta) potenciál cca – 35 mV. Měření potenciálu bylo provedeno pomocí Zetasizer Nano ZS (Malvern) při teplotě 25 °C. Obr. 2. Schéma umístění kolímátoru a terče s ND. Fotografie terčového systému chlazeného vodou je na obrazu Obr. 3. Proud urychlených elektronů it, který projde vstupním oknem terče je měřen pomocí PLC (programmable logic controller) Tecomat TC700 se samplovací frekvencí ve stovkách Hz. V každém samplu je měřen proud it a samplovací interval ts. Výsledný náboj Q, který prošel vstupním oknem o ploše 0,5 cm2, můžeme vypočítat z rovnice Q = 2Σitts. C. Fotoluminiscenční spektra Fotoluminiscenční spektra byla měřena ve Fyzikálním ústavu AV ČR, v.v.i. v Praze. Měřicí systém je znázorněn na Obr. 4. Klíčové zařízení celého systému je zelený laser (532 nm, CW, 50 mW) použitý jako zdroj excitační energie. 13 ozářen elektrony o energii 16,6 MeV s celkovou nábojovou hustotou 3 C/cm2. Výsledky včetně simulací jsou uvedeny v Tab. II, kde se číslo sekce zvyšuje s rostoucí vzdáleností od čela terče. r [mm] x 10 -23 2.5 Obr. 4. Systém pro měření fotoluminiscence. LASER – zdroj excitační energie, BE – beamexpander, L1 až 4 – čočky, CH – mechanical chopper pracující na 13 Hz, A – apertura, F1 až 3 – optické filtry, D1 – křemíková fotodioda, D2 – InGaAs fotodioda, DM – separační dichroiké zrcadlo, S – měřený vzorek. 2 3 2 1 0 -1 -2 -3 1.5 1 2 4 6 8 10 12 14 h [mm] 0.5 III. VÝSLEDKY A DISKUZE x 10 -23 2.5 r [mm] A. Radiační poškození diamantu energetickými elektrony Simulace radiačního poškození byla provedena v software Fluka, Monte Carlo kód pro výpočty transportu částic a jejich interakce s látkou [16]. Simulace počítá „displacement per atom“ (dpa), což je veličina často používá pro měření radiačního poškození. Například, dpa = 3 znamená, že každý atom v materiálu byl přemístěn ze svého místa v rámci strukturální mřížky materiálu v průměru 3krát. Tedy dpa je měřítkem radiačního poškození ozářeného materiálu, který přímo souvisí s celkovým počtem mřížkových poruch, kde intersticiály leží v blízkosti vakancí – Frenkelovy páry NF [18]. Výpočet NF je zde proveden pomocí modelu Kinchina a Pease [19] později upravený podle Norgerta, Robinsona a Torrense [20]. Tento upravený model bere v úvahu rekombinaci a migrace Frenkelových párů. Pro správný výpočet je nutné znát práh Eth, při kterém k tvorbě poruch může v daném materiálu docházet. V naší simulaci jsme vycházeli ze studie Wu a Fahy [21], kteří průměrný práh diamantu stanovili na Eth = 50 eV. 2 3 2 1 0 -1 -2 -3 1.5 1 2 4 6 8 10 12 14 h [mm] 0.5 Obr. 5. Simulace radiačního poškození (dpa na jeden primární elektron) v diamantu s hustotou 2 g/cm3 (hustota zajisovaných ND) v terči zobrazeném na Obr. 2 a Obr. 3. Průřez terče je 0,5 cm2 a energie urychlených elektronů je 8 MeV (nahoře) a 16,6 MeV (dole). Simulace byly zaměřeny na stanovení vhodného způsobu ozařování nanodiamantů a tvaru terče. Nejdříve byla studována závislost počtu vzniklých Franknelových párů na primární energii elektronů. Energie, při které se ND ozařovaly, byla mezi 8 – 22 MeV. Změna energie by měla způsobovat jen malou změnu v počtu krystalografických poruch. To bylo také potvrzeno experimentálně viz Tab. I. Nicméně, energie urychleného elektronu ovlivňuje množství ozářeného materiálu (ND), s rostoucí energií roste dolet elektronů v daném materiálu. Hodnoty dpa v celém objemu terče jsou uvedeny pro různé energie elektronového svazku na Obr. 5. Zde svazek urychlených elektronů vstupuje do terče na levé straně a osa svazku je shodná s osou terče. Proměnná r je vzdálenost od osy, h je hloubka měřená od čela terče. Barvy pak odpovídají hodnotě dpa normované na jeden primární elektron. Obr. 5 také ukazuje množství ND, které mohou být v daném terči ozářeny. Tab I. ZÁVISLOST dpa A INTEGRÁLU RELATIVNÍ FOTOLUMINISCENCE (PL/RAMAN) NA ENERGII PRIMÁRNÍCH (URYCHLENÝCH) ELEKTRONŮ. CELKOVÁ NÁBOJOVÁ HUSTOTA BYLA 1,3 C/cm2 A TLOUŠŤKA TERČE 1,4 mm. Energie elektronů (MeV) normalizované dpa PL/Raman 8,0 9,8 -23 2,22·10 2,26·10-23 16,2 19,5 16,6 2,35·10-23 20,1 21,3 2,38·10-23 16,3 Tab II. SROVNÁNÍ dpa A RELATIVNÍ FOTOLUMINISCENCE (PL/RAMAN) „V DĚLENÉM“ TERČI. NÁBOJOVÁ HUSTOTA BYLA 3 C/cm2 A ENERGIE URYCHLENÝCH ELEKTRONŮ 16,6 MeV. Homogenita vzniklých poruch v terči hraje důležitou roli při určování množství ozářeného ND. Pro experimentální studium homogenity byl ND terč rozdělen do 4 částí. Každá část byla oddělena hliníkovou fólií o tloušťce 0,1 mm. Terč byl 14 Pořadí sekce Hmotnost ND (g) 1 0,288 normalizované dpa 2 0,299 2,41·10 2,35·10-23 109,9 111,7 3 0,297 2,25·10-23 99,1 4 0,611 1,91·10-23 84,9 -23 PL/Raman B. Fotoluminiscence Fotoluminiscenční spektra (PL) FND v ustáleném stavu jsou zobrazena na Obr. 6. Měřené diamanty byly ve formě koloidní disperze s koncentrací 1 mg/ml. Excitace byla zajištěna kontinuálním 50 mW laserem na 532 nm. Měření bylo prováděno s krokem 2 nm a rozlišením 4 nm. Neozářené vzorky vykazují nízkou fotoluminiscenci srovnatelnou se signálem Ramana vody s pásem se středem při 650 nm [21]. Ramanův signál vody se tedy přidá do všech měřených spekter. Neutrální NV0 centra s emisí při 575 nm jsou jasně rozeznatelné, zatímco špička související s negativně nabitým NV- centrem je v našem spektru špatně rozeznatelná kvůli superpozici s Raman signálem. Na Obr. 6 je také možno vidět široké postranní pásma zasahující do blízké infračervené oblasti nad 800 nm [22]. IV. ZÁVĚR Velké množství (1,4 g) FND bylo získáno pomocí ozáření urychlenými elektrony získanými cyklickým relativistickým urychlovačem elektronů (mikrotron MT 25) s využitím kolimovaných svazků s diskrétními energiemi. Po ozáření byly NV centra aktivována vysokoteplotním vakuovým žíháním. Poté následovala oxidace a sonifikace FND pro odstranění sp2 uhlíku z povrchu, a pro vytvoření stabilní koloidní disperze fluorescenčních diamantových nanočástic ve vodě s koncentrací 1 mg/ml. Fotoluminiscenční spektra byla buzena zeleným laserem. Jas fluorescence v červené oblasti spektra lineárně roste s celkovou elektronovou hustotou náboje využitou při ozařování. Neutrální NV0 centrum s emisí na 575 nm (2,16 eV), jež je jasně odlišitelná, zatímco emise na 637 nm (1,95 eV) generovaná negativně nabitým NV- centrem není rozeznatelná kvůli superpozici s Ramanem vody. Počítačová simulace vzniklých krystalových poruch provedená v software FLUKA ukazuje klesající koncentraci s rostoucí hloubkou v terči, což bylo potvrzeno měřením. Integrální intenzita PL ve spektrálním rozsahu 540 až 820 nm ukazuje lineární nárůst s hustotou náboje urychlených elektronů. Zvyšování náboje tedy vede ke zvýšení luminiscence ND. Dlouhodobé ozařování ale výrazně zvyšuje náklady na výrobu (za 18 hodin ozařovacího času je možné v našem případě akumulovat hustotu náboje přibližně 2 C/cm2). PODĚKOVÁNÍ Tato práce byla podporována projektem OP VK CZ.1.07/2.3.00/20.0306 a 14-05053S (CSF). Poděkování patří také ing. Karlu Polákovi and ing. Adamu Purkrtovi z Fyzikálního ústavu AV ČR, v.v.i. za pomoc při měření fluorescence a Karlu Bucharovi z Ústavu jaderné fyziky AV ČR, v.v.i. za návrh a konstrukci terčového systému. Relativní intenzita fotoluminiscence FND ozařovaných po dobu 12 hodin (1,3 C/cm2) elektrony o energii 16,6 MeV je srovnatelná s relativní fotoluminiscence FNDS ozařovaného dobu 70 minut (0,6 C/cm2) protony o energii 15,5 MeV v izochronní cyklotronu U–120M [15]. Vzhledem k tomu, že elektrony lze ozářit o řád větší množství ND jsou obě metody ekonomicky srovnatelné. Jelikož pozorujeme při zvyšování celkové náboje dopraveného do terče lineární nárůst intenzity PL předpokládáme, že při nábojové hustotě 3 C/cm2 využité v této práci jsme stále hluboko pod maximální hustotou náboje, která by vedla k nasycení tvorby NV center a tedy i nasycení kvantového výtěžku PL. Prodloužení ozařovací doby nicméně poskytuje způsob, jak výrazně zvýšit počet NV center v ND a tedy i jejich jas. REFERENCES [1] A.M. Zaitsev, “Optical Properties of Diamond” A Data Handbook Springer: Berlin, New York, 2001. [2] M.W. Doherty, N.B. Manson, P. Delaney, F. Jelezko, J. Wrachtrup, and L.C.L. Hollenberg, “The nitrogen-vacancy colour centre in diamond,” Phys. Rep. 528, 1, 2013, pp. 1-45. [3] K. Iakoubovskii, G.J. Adriaenssens, and M. Nesladek, “Photochromism of vacancy-related centres in diamond,” J. Phys. Condens. Matter 12, 189, 2000, pp. 189-199. [4] A. Gruber, A. Drabenstedt, C. Tietz, L. Fleury, J. Wrachtrup, C. Botczyskowski, “Scanning Confocal Optical Microscopy and Magnetic Resonance on Single Defect Centers,” Science 276, 5321, 1997, pp. 2012-2014. [5] V. Petráková, A. Taylor, I. Kratochvílová, F. Fendrych, J. Vacík, J. Kučka, J. Štursa, P. Cígler, M. Ledvina, A. Fišerová, P. Kneppo, and M. Nesládek, “Luminescence of Nanodiamond Driven by Atomic Functionalization: Towards Novel Detection Principles,” Adv. Funct. Mater. 22, 812, 2012, pp. 812-819. [6] Y.-R. Chang, H.-Y. Lee, K. Chen, C.-C. Chang, D.-S. Tsai, C.-C. Fu, T.S. Lim, Y.-K. Tzeng, C.-Y. Fang, C.-C. Han, H.-C. Chang, and W. Fann, “Mass production and dynamic imaging of fluorescent nanodiamonds,” Nat. Nanotechnol. 3, 2008, pp. 284-288. [7] B. Campbell, W. Choudhury, A. Mainwood, M. Newton, and G. Davies, “Lattice damage caused by the irradiation of diamond,” Nucl. Instrum. Methods Phys. Res. A 476, 3, 2002, pp. 680-685 [8] J.-P. Boudou, P.A. Curmi, F. Jelezko, J. Wrachtrup, P. Aubert, M. Sennour, G. Balasubramanian, R. Reuter, A. Thorel, and E. Gaffet, “High yield fabrication of fluorescent nanodiamonds,” Nanotechnology 20, 235602, 2009. [9] G. Dantelle, A. Slablab, L. Rondin, F. Lainé, F. Carrel, P. Bergonzo, S. Perruchas, T. Gacoin, F. Treussart, and J.-F. Roch, “Efficient production of NV colour centres in nanodiamonds using high-energy electron irradiation,” J. Lumin. 130, 2010, pp. 1655-1658. [10] J. Tisler, G. Balasubramanian, B. Naydenov, R. Kolesov, B. Grotz, R. Reuter, J.-P. Boudou, P.A. Curmi, M. Sennour, A. Thorel, M. Börsch, K. Obr. 6. Fotoluminscence FND měřená za pokojové teploty ve vodní koloidní disperzi 1 mg/ml. Energie urychlených elektronů byla 16,6 MeV. 15 [11] [12] [13] [14] [15] [16] Aulenbacher, R. Erdmann, P.R. Hemmer, F. Jelezko, and J. Wrachtrup, “Fluorescence and spin properties of defects in single digit nanodiamonds,” ACS Nano 3, 2009, pp,. 1959-1965. S.-J. Yu, M.-W. Kang, H.-C. Chang, K.-M. Chen, and Y.-C. Yu, “Bright Fluorescent Nanodiamonds: No Photobleaching and Low Cytotoxicity,” J. Am. Chem. Soc. 127, 50, 2005, pp. 17604-17605. Y.Y. Hui, L.-J. Su, O.Y. Chen, Y.-T. Chen, T.-M. Liu, and H.-C. Chang, “Wide-field imaging and flow cytometric analysis of cancer cells in blood by fluorescent nanodiamond labeling and time gating,” Sci. Rep. 4, 5574, 2014. P. Krist and J. Bila, “A mathematical model of the MT 25 microtron,” J. Instrum. 6, T10005, 2011. P. Krist, Z. Horák, J. Mizera, D. Chvátil, M. Vognar, and Z. Řanda, “Innovations at the MT-25 microtron aimed at applications in photon activation analysis,” J. Radioanal. Nucl. Chem., 304, 2014, pp. 183-188. J. Havlik, V. Petrakova, I. Rehor, I. V. Petrak, M. Gulka, J. Stursa, J. Kucka, J. Ralis, T. Rendler, S.-Y. Lee, R. Reuter, J. Wrachtrup, M. Ledvina, M. Nesladek and P. Cigler, “Boosting nanodiamond fluorescence: towards development of brighter probes,” Nanoscale 5, 2013, pp. 3208 - 3211. T. T. Böhlen, F. Cerutti, M. P. W. Chin, A. Fassò, A. Ferrari , P.G. Ortega, A. Mairani, P.R. Sala, G. Smirnov, V. Vlachoudis, “The [17] [18] [19] [20] [21] [22] 16 FLUKA Code: Developments and Challenges for High Energy and Medical Applications,” Nucl. Data Sheets 120, 2014, pp. 211-214. G. Battistoni, F. Broggi, M. Brugger, M. Campanella, M. Carboni, A. Empl, A. Fassò, E. Gadioli, F. Cerutti, A. Ferrari, A. Ferrari, M. Lantz, A. Mairani, M. Margiotta, C. Morone, S. Muraro, K. Parodi, V. Patera, M. Pelliccioni, L. Pinsky, J. Ranft, S. Roesler, S. Rollet, P. R. Sala, M. Santana, L. Sarchiapone, M. Sioli, G. Smirnov, F. Sommerer, Ch. Theis, S. Trovati, R. Villari, H. Vincke, “Applications of FLUKA Monte Carlo code for nuclear and accelerator physics,” Nucl. Instrum. Methods Phys. Res. Sect. B Beam Interact. Mater. At. 269, 24, 2011, pp. 2850-2856. G. H. Kinchin and R. S. Pease, “The Displacement of Atoms in Solids by Radiation,” Rep. Prog. Phys. 18, 1, 1955. M. J. Norgett, M. T. Robinson and I. M. Torrens, “A proposed method of calculating displacement dose rates,” Nucl. Eng. Des. 33, 1 1975, pp. 50-54. W. Wu and S. Fahy, “Molecular-dynamics study of single-atom radiation damage in diamond,” Phys. Rev. B 49, 5, 1994, pp. 3030-3035. S. Koizumi, C. E. Nebel, M. Nesladek and Wiley InterScience (Online service) Physics and applications of CVD diamond, Wiley-VCH, Weinheim 2008. F. Jelezko, C. Tietz, A. Gruber, I. Popa, A. Nizovtsev, S. Kilin, J. Wrachtrup, “ Spectroscopy of Single N-V Centers in Diamond,” Single Mol. 2, 4, 2001, pp 255-260. Přenosné zařízení pro BTF měření Jan Hošek1, Jiří Čáp1, Šárka Němcová1, Karolina Macúchová1, Josef Zicha1 1 Vlastimil Havran2, Jiří Bittner2 Fakulta strojní, Ústav přístrojové a řídící techniky, PMO České vysoké učení technické v Praze, Technická 4, 16607 Praha 6, Česká republika 2 Abstract—The article presents the development of a portable device for measuring the spatially variable reflectivity surface Bidirectional Texture Functions (BTF). The article presents the results of the first year of the project - the development of a device that uses a kaleidoscope perspective for multiplying views on the measured object. This speeds up the process of measured data gathering. We were optimized the design of the optical system with respect to the field of view of the camera, lens imaging properties and under limitation the number of observed object reflections. On the basis of this optimization we designed and manufacture the whole system, which is currently undergoing functional tests. Fakulta elektrotechnická, Katedra počítačové grafiky a interakce České vysoké učení technické v Praze, Karlovo náměstí 13, 121 35 Praha 2, Česká republika II. NÁVRH PŘENOSITELNÉHO KALEIDOSKOPICKÉHO SYSTÉMU Návrh jednotlivých funkčních prvků a rozměry uvažovaného zařízení byly předmětem matematické analýzy, kde vystupovaly jednotlivé omezující parametry jako celková délka zařízení, úhel a počet stěn kaleidoskopu, počet odrazů paprsku na stěnách kaleidoskopu, velikost předmětu, ohnisková vzdálenost objektivu kamery a dataprojektoru, jejich clonová čísla a velikost pixelu i celého snímacího čipu kamery. Pro hodnocení kvality návrhu byl vytvořen optimalizační software s využitím OpenGL GLSL realizovaném na jádru grafické karty. Celý návrh kaleidoskopu byl simulován pomocí „ray traceingu“. Výsledkem výpočtu byla informace o využití plochy čipu kamery a rozlišení detailů předmětu. Tyto a další informace byly shrnuty v parametru kvality návrhu Q. Ten byl získáván a optimalizován v 10 000 iteracích založených na náhodně vybraných hodnotách vstupních parametrů konstrukce [8]. Příklady pokrytí čipu při různém počtu stěn kaleidoskopu je vidět na obrázku 1. Keywords—bidirectional texture functions (BTF), Portable instrument, measurement, computer graphics I. ÚVOD Jednou z metod využívanou pro reálnou vizualizaci povrchů objektů v počítačové grafice je metoda označovaná jako bidirectional texture functions (BTF). Tato metoda využívá rozsáhlou databázi různých typů různě strukturovaných povrchů snímané a osvětlené pod mnoha různými prostorovými úhly, kterými je povrch virtuálního grafického tělesa rendrován. Tato metoda vyžaduje jak zvládnutí práce se značným množstvím obrazových dat, ale také zařízení, která by byla schopná získat taková množství dat, typicky desítky tisíc kombinací úhlů osvětlení a snímání předmětu, a to za rozumně krátkou časovou jednotku. Vzhledem k nárokům kladené na přesnost konstrukce zařízení pro snímání dat BTF funkce jde většinou o stacionární zařízení fungující v laboratorním prostředí [1, 2, 3]. To ovšem omezuje možnost měření BTF dat pouze z malých, přenositelných a stabilních vzorků. V poslední době se objevilo i několik článků o zařízeních, která jsou modifikována do přenositelné podoby [4, 5, 6]. Naším cílem ovšem je vytvořit zcela autonomní systém, který bude možné přenést na libovolné místo a provést zde měření části měřeného vzorku povrchu umístěného pod libovolným sklonem. Pro první verzi takového zařízení realizované v prvním roce projektu jsme proto zvolili koncept využívající kaleidoskopického zobrazení [7], které umožňuje zvýšit rychlost snímání dat povrchu při zachování nízkých rozměrů a hmotnosti celého zařízení. Fig. 1. Ukázky simulace obrazu předmětu zobrazeného kaleidoskopy s různým počtem zrcadel [9] A. Návrh a realizace celého zařízení Na základě provedené SW optimalizace optického návrhu byly upraveny jednotlivé funkční rozměry schematického návrhu kaleidoskopického systému zobrazeného na obrázku 2. 17 Fig. 2. Funkční schéma kaleidoskopického přenosného zařízení pro BTF měření [9]. Jako nejlepší výsledek optimalizace vyšel pro uvažované kamery objektivy a dataprojektory šestiboký kaleidoskop. Pro zvýšení počtu úhlu zobrazení předmětu byl zvolen nikoliv statický kaleidoskop, ale kaleidoskop, který bude rotovat okolo své centrální osy. To poněkud zkomplikovalo mechanické řešení celého zařízení, protože rotační pohyb zrcadel kaleidoskopu musel být realizován pomocí přesného ozubeného řemene s řemenicí na vnější straně zrcadel kaleidoskopu. Celý systém, včetně pohonu s převodovkou byl uchycen na zařízení tak, aby bylo možné jej uzavřít do přenosného kufru o vnitřních rozměrech 780mm x 510mm x 440mm. Pro snížení hmotnosti celého systému byla konstrukce realizována především z duralových plechů s příhradovou konstrukcí, které se po první montáži a funkčních testech nechaly naeloxovat na černou barvu. Pro další části, zejména pak pro světlotěsný kryt byly použity desky z uhlíkového kompozitu. CAD model a převážná část vyrobených součástek systému před jejich montáží je zobrazena na obrázku 3. Celou uvedenou mechanickou konstrukce kaleidoskopu je možné použít jak pro měření vzorků v horizontální poloze, jak je naznačeno na obrázku 3. Nicméně po umístění na stativ je možné celou konstrukci natočit do libovolného směru a měřit povrhy i na vertikální stěně, na stropu nebo i pod jiným libovolným úhlem. Fig. 3. CAD model mechanické konstrukce přenosného kaleidoskopického zařízení [10] s vyrobenými součástmi zařízení připravenými k montáži. III. ZÁVĚR Článek přinesl, v redukované podobě, první výsledky projektu, jehož cílem je vytvořit a otestovat několik variant přenosných zařízení pro BTF měření. V současné době je výše uvedené první zařízení kompletně realizováno a probíhají na 18 něm funkční testy. Kromě toho je ve vývoji již druhá varianta přenosného zařízení pro BTF měření, která tentokrát již využívá jiné optické uspořádání, a to kulový segment osázený 128 osvětlujícími LED diodami v kombinaci s na LED diodách nezávisle se pohybujícími 10 snímacími kamerami. Srovnání výhod a nevýhod obou realizovaných variant řešení přinese informace pro další vývoj obdobných zařízení. P. Mattson, M. Dombrowski, J. Lorenz, “The hand-held directional reflectometer: Angular imaging device to measure BRDF and HDR in real-time”, in: Proc. SPIE 3426, Scattering and Surface Roughness II 1998. [5] M. Ben-Ezra, J. Wang, B. Wilburn, X. Li, L. Ma, "An LED-only BRDF Measurement Device", in: Computer Vision and Pattern Recognition 2008. [6] Y. Lan, Y.Dong, J. Wang, X. Tong, B. Guo, "Condenser-Based Instant Reflectometry", Pacific Graphics Vol 29 72010 2010. [7] Y. J. Han, K. Perlin, "Measuring bidirectional texture reflectance with a kaleidoscope" ACM Transactions on Graphics - TOG, vol. 22, no. 3, pp. 741-748, 2003. [8] V. Havran, J. Bittner, J. Čáp, J. Hošek, K. Macúchová, Š. Němcová, „ Software simulator for design and optimization of the kaleidoscopes for the surface reflectance measurement“, in: SPIE Proceedings Vol. OA200, Optics an Measurement 2014, OA200 - 19 [October 7-10, 2014]. [9] Š. Němcová, J. Čáp, J. Hošek, K. Macúchová, J. Bittner, V. Havran, „Simple Kaleidoscope Design for Reflectance Measurement“, The Romanian Review Precision Mechanics, Optics & Mechatronics, Vol. 24, No. 45, pp. 109-113, 2014. [10] J. Čáp, V. Havran, J. Bittner, J. Hošek, K. Macúchová, Š. Němcová, „Optimizing of functional design parameters of kaleidoscopes“, in: SPIE Proceedings Vol. 9450 94501W-2, Photonics Prague 2014 [August 2729, 2014]; doi: 10.1117/12.2070343. [4] PODĚKOVÁNÍ Práce byla podpořena grantem GA14-19213S a SGS OHK2-021/15. REFERENCES [1] [2] [3] A., Gardner, C. Tchou, T. Hawkins, P. Debevec, “Linear light source reflectometry” ACM Transactions on Graphics 22, 3, pp. 749–758 2003. W. Matusik, H. Pfister, M. Brand, L. Mc Millan, "Efficient Isotropic BRDF Measurement" in: Eurographics Symposium on Rendering 2003. D. Lissy, “A reflectometer setup for spectral BTF measurement” in: Proceedings of CESCG 2009, http://www.3dtcoform.eu/papers/reflectometer.pdf. 19 Insight into Permanent Magnet Synchronous Motor For the sake of its sensorless control in the near future Zdeněk Novák Dept. of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague Prague, Czech Republic [email protected] The basic mathematical model is expressed in the rotor reference. It is done to express current as a DC component. The model is obtained as Abstract—This paper deals with a developing a preliminary basic model of Permanent Magnet Synchronous (PMSM) for the sensorless control. First, a basic insight into the motor model is presented. The state space equation is obtained, model is discretized and then aspects of control are examined based on the behavior of linearized model. At the end, future goals are proposed. r vqsr Rs + Lq p ω r Ld i r = Rs + Ld p i r − ω r Lq vds qs ds Keywords—PMSM model; Sensorless control; Matlab ω r λaf + 0 (1) where Rs is a stator resistance, Ld a Lq are stator inductances in d-axis and q-axis, respectively; iqsr and idsr are currents of stator winding transformed to rotor coordinates using Park transformation, vqsr and vdsr are stator voltages in rotor reference, ωr is a rotor mechanical speed, θr is rotor position, λaf is armature flux linkage from the permanent magnet and p is a Laplace operator. I. INTRODUCTION High speed permanent magnet synchronous motor is obtaining more and more attention every year due to its application properties. These properties are based on its relatively simple construction allowing it to produce a better performance with a smaller size dimensions, comparing to asynchronous motors with the same power output [1] [2]. The electromagnetic moment can be written as Te = One of its drawbacks is a requirement of position sensor for feedback control applications. Price of this sensor can be equal to a smaller PMSM [3], giving the PMSM a disadvantage (comparing with other types of motor which function is independent on position sensor). Therefore, in the past 20 years there was a growing interest of sensorless control methods developed for this kind of motors. [ ] 3P λaf + (Ld − Lq ) idsr iqsr 22 (2) where P is a number of poles. The mechanical speed and rotor position can be expressed from mechanical equation as: dωr (t ) 1 P P = Te − Bωr − Tl (3) dt J2 2 dθ r (t ) = ωr (4) dt where Tl is a load, B is a coefficient of friction and J is a moment of inertia. This paper presents a basic insight into the PMSM model for the purposes of sensorless control in near future. The state space equation is obtained with small-signal equations and a simple input is selected to examine a behavior of model. At the end, a list of future tasks is given to a reader, to raise awareness about the conditions required for new sensorless control. The model of PMSM is defined from equations (1)-(4). For a simulation of its dynamics, these equations can be rewritten into II. PMSM MODEL Mathematical model of PMSM is based on its construction. For its development, a few assumptions are made [3]: di qsr (t ) 1) Stator winding is equally distributed and has a same number of turns in every phase, with a sinusoidally distributed emf. 2) A spatial distribution of induction has also a sinusoidally character based on the position of rotor. 3) A thermal drift of its parameters are neglicted as same as saturation effects. di dsr (t ) dt dt ( = 1 r vqs − Rs i qsr − ωr Ld i dsr − ωr λaf Lq = 1 r vds − Rs i dsr − ωr Lq i qsr Ld ( dωr (t ) 1 P P = Te − Bωr − Tl dt J2 2 dθ r (t ) =ω dt 20 ) ) (5) Due to these reasons, it would be sufficient to obtain a discrete model of PMSM for the purposes of programming and controlling using FPGA. III. LINEARIZATION OF PMSM MODEL The PMSM model is nonlinear. Therefore an appropriate technique of linearization is required. Using small-signal equations, the PMSM model can be expressed in state space as x& (t ) = A∆x(t ) + B∆u(t ) ∆y (t ) = C∆x(t ) + D∆u(t ) Before discretization, it would be useful to use parameters of actual PMSM, to avoid unnecessary monstrous proportions of matrix in equation (6). Summarized parameters of the PMSM can be seen in Table 1. (6) where state variables can be expressed as TABLE I. iqsr (t ) − I qsr 0 x1 (t ) − x10 r i (t ) − I dsr 0 x 2 (t ) − x 20 ∆x(t ) = ds = x (t ) − x 30 ωr (t ) − ωr 0 3 θ r (t ) − θ r 0 x 4 (t ) − x 40 v qsr (t ) − Vqsr 0 u (t ) − u 1 10 ∆u(t ) = v dsr (t ) − Vdsr 0 = u 2 (t ) − u 20 T (t ) − T u (t ) − u l0 30 l 3 (7) (8) iqsr (t ) − I qsr 0 y1 (t ) − y10 r ids (t ) − I dsr 0 y2 (t ) − y 20 = ∆y(t ) = y (t ) − y 30 ωr (t ) − ω r 0 3 θ r (t ) − θ r 0 y4 (t ) − y 40 (9) [ 1 L q B= 0 0 0 0 1 Ld 0 0 ] k (L d Ld ωr 0 Lq R − s Ld − − Lq )I qsr 0 0 0 1 0 0 C= 0 P − 0 2J 0 0 1 0 0 0 0 1 0 1 ( Ld I dsr 0 + λaf ) Lq Lq r I qs0 Ld B − J 1 0 0 0 0 D= 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 3 P J 2 2 Rs Ld Lq λaf J B P 0.210 [Ω] 0.0011 [H] 0.0011 [H] 0.072 [V.s] 0.00011 [kg.m2] 8,2.10-5 [N.m.rad-1s-1] 2[] −1 (13) where T is a sampling period. The new state space model is defined as x k +1 = Mx k + Nu k (14) y k = Cd x k + Dd u k (10) where −1 −1 T T T T M = I − A I + A N = I − A B 2 2 2 2 Cd = C[I + M ] (11) where constant k is expressed as k =− Value T T T x( k ) = I − A I + A x( k − 1) + I − A B[u ( k ) + u ( k − 1) ] 2 2 2 Using perturbation techniques linearized equations remaining coefficients from equation (6) can be obtained as − Parameter The discrete model can be obtained using Tustin approximation (also called a bilinear transformation or trapezoidal rule), where the state is redefined as where index 0 and capital letter is used for a steady states. Due to maintain simplicity, Tl load was set as a control parameter. R − s Lq Lq ωr 0 A= Ld k λ + (L − L ) I r d q ds 0 af 0 PMSM PARAMETERS 2 (12) IV. DISCRETE MODEL OF PMSM It was observed, that PMSM machines have a much smaller electrical time constant, than is their time mechanical constant [2]. In this paper, the used motor has an electrical time constant of 5.2ms and mechanical time constant of 1.3s. There also exist machines with electrical constant small as 26µs [4]. At this moment at the DICE, FME, CTU in Prague is developed motor with time mechanical constant around 500µs. (15) Dd = CN The sampling period T was chosen as 0.0005[s] and thus coefficients from the matrix (14) took form of 0 − 0.0311 0.9016 0 0 . 9089 0 M= 0.4667 0 0.9920 0 0.0005 0.0001 0 0 0 1 0 − 0.0155 0.9508 0 0.9544 0 Cd = 0.2333 0 0.9960 0 0.0002 0 0 0 0.0353 0.2161 0 0 0.2169 0 Dd = 0.0530 0 0 − 2.2640 1 0 − 0.0005 0 0 0.0707 0.4322 0 0 . 4338 0 N= 0.1061 0 − 4.5270 0 − 0.0011 0 (16) V. SIMULATION RESULTS The proposed model was created using Matlab and its component Simulink. Two different inputs were tested. The first one was a single step at both inputs, with Tl equal zero. 21 Fig. 2. Using a step of 10V and 2πs-1 at the input of PMSM dicrete model Fig. 1. Using a single step at the input of PMSM dicrete model Stability of the system can be exploited by finding .eigenvalues of the characteristic equation. Poles of the system inside a unit circle are shown in Fig. 3. The position of poles varies with the sampling period T, therefore an adequate sampling is required. Controllability and observability conditions were fulfilled, so the system is fully controllable and observable. VI. CONCLUSIONS Nonlinear PMSM model was proposed. After its linearization, a state space model was introduced. For the purposes of controlling a high speed PMSM using FPGA, derivation of discrete model was necessary. The future work will be now focused on developing a new sensorless control method, to be able to avoid the loss of the synchronous operation of the motor. Because the author already made a study of the background of sensorless control techniques, his focus will be mainly on the usage of Neural networks for obtaining good results for controlling a high speed PMSM under varying operating conditions. Fig. 3. Poles of the discrete model The second test was using reference voltage with 10V amplitude and reference speed as 2πs-1. It can be clearly seen, that electrical part of the system is stabilized much earlier than the mechanical part. Also using inappropriate control leads to oscillation of the system. Therefore control of applied current based on the rotor position is required to maintain stability of the system, or the loss of the synchronous operation is inevitable. 22 REFERENCES [1] [2] [3] Pfister, P.-D.; Perriard, Y., "Very-High-Speed Slotless PermanentMagnet Motors: Analytical Modeling, Optimization, Design, and Torque Measurement Methods," Industrial Electronics, IEEE Transactions on , vol.57, no.1, pp.296,303, Jan. 2010 M. Novák, "Stability issues of electromechanical systems with highspeed permanent magnet machines: Problematika stability elektromechanických systémů s vysokorychlostními stroji s [4] 23 permanentními magnety," Habilitation lectures, Czech Technical University in Prague, 2012. R. Krishnan, Permanent Magnet Synchronous and Brushless DC Motor Drives, 1 ed. Boca Raton, CRC Press, 2010. Zhao, L.; Ham, C.H.; Han, Q.; Wu, T.X.; Zheng, L.; Sundaram, K.B.; Kapat, J.; Chow, L., "Design of optimal digital controller for stable super-high-speed permanent-magnet synchronous motor," Electric Power Applications, IEE Proceedings - , vol.153, no.2, pp.213,218, 2 March 2006 doi: 10.1049/ip-epa:20045266 Inovace řízení tlakové kanalizace Jakub Jura, Jan Chyský, Lukáš Novák Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering CVUT in Prague Prague, Czech Republic [email protected] Podstatná nevýhoda tohoto způsobu řízení tkví v omezení se pouze na regulaci hladiny odpadního média v lokální (domovní) jímce (aby nepřetekla) a zanedbání dalších oprávněných požadavků na řízení soustavy jako celku – tedy všech jednotek, potrubí i samotné čističky. Dvoupolohová regulace kopíruje (přenáší) nepravidelnosti v produkci odpadního média (Fig. 1) a trestuhodně nevyužívá instalované akumulační kapacity jímek. Abstract —článek popisuje inovaci řízení tlakové kanalizace. Inovace je realizována především s ohledem na snížení denních výkyvů, které přirozeně vznikají v produkci odpadní vody. Snížení těchto výkyvů umožňuje zvýšit kapacitu kanalizační soustavy – a to i soustavy již existující a to "pouhou" změnou řídicího systému. Keywords — tlaková kanlizace, dvou polohová regulace, optiomalizace, časový rozvrh, učení, adaptace. Zmíněnými dalšími požadavky na řízení je rovnoměrnost zatížení odpadní potrubní sítě a rovnoměrný nátok na čističku. Dvoupolohová regulace vede k velmi nepravidelnému nátoku odpadního média na čističku s výrazným maximem ve večerní špičce (Fig. 1 - graf produkce) a minimem v druhé půli noci. I. ÚVOD Článek popisuje některé výstupy projektu "TA02011201 Optimalizace systémů tlakových kanalizací pomocí matematického modelování jejich provozních stavů" a další spolupráce s firmou AQ spol. na zdokonalení řídicího systému pro tlakovou kanalizaci. Úloha (zrovnoměrnit nátok na čističku) však není triviální – produkce odpadního média značně kolísá a řídicí systém ji nemůže nijak ovlivnit (asi podobně jako povodně) – může pouze inteligentně využívat akumulačních kapacit jednotlivých jímek. Přitom úloha regulovat hladinu v každé jedné jímce (v jejích provozních mezích) trvá a má vyšší prioritu než rovnoměrné zatěžování kanalizační soustavy Tlaková kanalizace je dnes již zavedená alternativa (například [1][2][3]) ke konvenční kanalizaci gravitační. Hlavní výhoda tlakové kanalizace oproti gravitační je její značná nezávislost na terénu, v kterém je umístěná (neboť může například vést i do kopce). Obvykle bývá realizována tak, že každá jednotka (obvykle dům) má vlastní jímku s dávkovacím čerpadlem kterým je odpadní médium předáváno do kanalizační soustavy vedoucí na čističku odpadních vod. II. NÁVRH SYSTÉMU ŘÍZENÍ V průběhu řešení projektu bylo navrženo několik způsobů řízení za účelem dosažení cílů deklarovaných v předcházejícím odstavci. Ze své podstaty se vždy jedná o netriviální distribuovaný řídicí systém. Distribuovaný systém můžeme popsat uspořádanou trojicí procesor y DS = <úlohy, data, procesory>. data Fig. 1. Rozložení produkce splašek v rozsahu 24 hodin (převzato z [4]). úlohy V současnosti je tlaková kanalizace řízena obvykle metodou dvoupolohové regulace hladiny odpadního média v jímce. Jímka je pro tento účel vybavena plovákovým senzorem výšky hladiny, který zapíná a vypíná čerpadlo. Fig. 2. Rozdělení úloh, dat a procesů v distribuovaném řídicím systému (DCS). Obrázek ilustruje situaci tří úloh (například jímek) s vlastními daty a řízenými lokálními procesory. 24 Jelikož je celý systém ze své podstaty značně prostorově dislokován – obsahuje několik stovek stanic, které se skládají z jímky, čerpadla, řídicího systému a čidel - není možné o něm uvažovat jinak než o distribuovaném řídicím systému (DCS) – jak je znázorněno na obrázku Fig. 3. Nedistribuované – tedy centralizované řízení – by pravděpodobně obtížně splňovalo požadavek na robustnost systému1. nedisponují vlastním režimem v pravém slova smyslu, ale jsou rozšířením provozního režimu, který optimalizují. Jedná se zaprvé o zavedení informační zpětné vazby, pomocí které je modifikován čerpací čas z dispečinku (na základě informace o naplněnosti všech jímek). A za druhé o modifikaci čerpacího času na základě individuální "zkušenosti" s produkcí dané stanice. Vždy při dosažení oranžové zóny dojde k prodloužení čerpacího času a při dosažení spodní červené k jeho zkrácení. III. SIMULAČNÍ OVĚŘENÍ NAVRŽENÉHO SYSTÉMU ŘÍZENÍ Navržený systém řízení byl vyvíjen a ověřován na modelu tlakové kanalizace [6] malé středočeské vesnice. Model obsahuje 32 domovních stanic. Do jejich produkce je zahrnuta náhodná složka i typický denní průběh produkce odpadního média (viz obrázek Fig. 1). IV. ZÁVĚR Výsledky simulací ukázaly, že navržená metoda řízení tlakové kanalizace má potenciál snížit technické požadavky na provozní zařízení systému tlakové kanalizace zásadním způsobem. Na obrázku Fig. 6 je možné všimnout si postupného zrovnoměrnění čerpání a to směrem odshora (kde je výsledek simulace při řízení dvou polohovou regulací) dolu (kde jsou přidávány postupně jednotlivé řídicí moduly. Například u dvoupolohové regulace jsou jasně patrné denní špičky v produkci odpadní vody, které systém řízení v podstatě přímo přenáší dále do soustavy. A na posledním obrázku, který znázorňuje součet čerpání při zapojení všech optimalizačních řídicích modulů, již tyto denní špičky nejsou pozorovatelné vůbec (v podstatě tam vizuálně nelze odlišit od sebe jednotlivé dny). Statistickým ukazatele, který dokládá kvalitu řízení jsou hodnoty rozptylů dvouhodinových součtů všech čerpání. Ten je pro původní dvoupolohovou regulaci 0,7047 m3 a nejlepší dosažený výsledek při použití všech řídicích modulů je 0,1401 m3. Přesto je nutné zdůraznit, že se jedná pouze o ukazatele reálné snížení technických požadavků (a následně i těch ekonomických) je možné zhodnotit až po vytvoření jejich matematického modelu (například čističky s její vyrovnávací nádrží). Ekonomická úspora se jeví jako zásadní v případě rozšiřování již existujícího kanalizačního systému s nedostatečnou kapacitou. Fig. 3. Schéma řídicího systému tlakové kanalizace [5]. Navržený distribuovaný algoritmus, složený z jednotlivých hierarchicky uspořádaných modulů (Fig. 3) reflektuje především problematiku denních výkyvů, které nivelizuje. Každý modul zajišťuje vlastní režim obsluhy jímky a čerpadla. Po technické stránce je každá stanice vybavena tlakovým snímačem výšky hladiny odpadního média v jímce. Jeho výstupy pro své fungování předpokládá navržený řídicí systém. Dále je systém vybaven komunikačním modulem, který zajišťuje předávání zpráv s dispečinkem. Toho přímo využívá modul informační zpětné vazby. Dále se předpokládá dálková konfigurace časových slotů (nastavování časového rozvrhu) a dálkový monitoring (za účelem správy a servisu systému). Jako základ řídicího algoritmu (Fig. 5) byla ponechána dvoupolohová regulace výšky hladiny v jímce, která však zde zastává bezpečnostní roli zajišťující havarijní čerpání (dále červená zóna Fig. 4). Horní snímač zajišťuje spuštění čerpání v situaci kdy se jímka blíží přeplnění a dolní snímač vypíná čerpadlo při dosažení minimální hladiny média v jímce a chrání jej tak proti poškození chodem naprázdno.Provozní režim (zelenou zónu) zajišťuje primárně modul, který realizuje rozložení čerpání do celých 24 hodin na základě časového rozvrhu a z podstatné části tím nivelizuje denní výkyvy přenáší část čerpání z času špičky do času nočního útlumu. V tomto režimu každá stanice čerpá v definované okamžiky a definovanou dobu. Doba čerpání je potom prostředkem další optimalizace. Dalším režimem je emergentní čerpání při dosažení varovné hladiny v jímce (oranžová zóna), které sníží hladinu odpadního média definovaným způsobem (respektive definovanou dobou čerpání). Tím se liší od havarijního režimu, při kterém je vyčerpána celá jímka, neboť tento neřeší primárně zvýšenou produkci odpadního média, ale především technické poruchy v okruhu snímač - komunikační kanál - řídicí systém komunikační kanál - aktuátor. Poslední dva moduly REFERENCES [1] [2] [3] [4] [5] [6] 1 Takový systém by předpokládal centrální procesor, který by na dálku spouštěl a vypínal jednotlivá čerpadla. Systém by byl závislý na komunikaci mezi jímkou a centrálou. Přitom by tato komunikace musela zvládat náročné parametry na její spolehlivost. [7] 25 I. Carcich, L. Hetling, and R. Farrell, “Pressure Sewer - New Alternative To Gravity Sewers,” Civ. Eng., vol. 5, no. 44, pp. 50–53, 1974. L. Flanigan and C. Cadmik, “Pressure Sewer System-Design,” Water Sew. Works, no. Special Issue, p. R25, 1979. T. M. Walski, T. E. Barnard, E. Harold, L. B. Merritt, N. Walker, B. E. Whitman, and I. Haestad Methods, Wastewater collection system modeling and design. 2007. T. Sionkowski and R. Ślizowski, “The Phenomenon Of Simultaneous Work Of Pumps,” Environ. Prot. Eng., vol. 34, no. 3, p. 21 35, 2008. J. Jura, Š. Gojda, and J. Bíla, “Rozlehlý distribuovaný řídicí systém: Platforma pro lokálně dislokované řídicí systémy environmentálních aplikací,” in Proceedings of the annual meeting New Methods and Procedures in Automatic Control, Instrumentation and Informatics: May 20-22, 2013, Turnov, Czech Republic, Praha, 2013, p. 14 17. J. Jura, Software for simulation and modeling of control of the pressure sewer. Prague: Czech Technical University in Prague, 2014. J. Jura, “Systém nivelizace denních výkyvů v provozu tlakové kanalizace,” Podaná patentová přihláška 18-2015. Ultrazvukový snímač výšky hladiny Nátok do jímky Havarijní režim Plovákový snímač hladiny Řídicí systém Emergentní modul Provozní režim optimalizační modul Plovákový snímač hladiny M On-off regulation Fig. 4. Řízení vyprazdňování jímky odpadních vod a v ní znázorněné zóny zaplněnosti s odpovídajícími provozními režimy. Řídicí systém Výstup na výkonový obvod čerpadla OR Vstup z plovákových snímačů hladiny Modul dvoupolohové regulace High Low Vstup z ultrazvukového snímače hladiny Modul časových slotů Out1 In1 In2 tpump- modif Modul urgentních časových slotů Out 2 In3 In4 Modul učení tpump- modif In5 Out 3 (MEM) Fig. 5. Schéma zapojení modulů řídicího systému dle [7] 26 Dvoupolohová regulace Provozní režim s časovým rozvrhem Provozní režim s časovým rozvrhem a adaptací čerpacího času Využití všech řídicích modulů Fig. 6. Porovnání výsledků řízení pro jednotlivé režimy řízení. Porovnávaná veličina je součet všech čerpání v rozsahu deseti dní. 27 Comparison Solar Domestic Hot Water System and Photovoltaic Solar Domestic Hot Water System in Connection with Microgrids Case Study and Possible Approach Milan Daneček Ivan Uhlíř Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague Prague, Czech Republic [email protected] Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague Prague, Czech Republic [email protected] electric boiler to reduce overall electricity consumption. Point of this study is to show the range of investment cost between SDHW system and PV-SDHW system [3], [4]. For PV-SDHW solution were used German Axitec AC245P/156-60S modules. Price for one module is 5 566 CZK. For SDHW solution were used Czech vacuum tube collectors Regulus KTU15. Price for one collector is 20 500 CZK. Abstract— This paper is focused on comparison of Solar Domestic Hot Water (SDHW) system and Photovoltaic Solar Domestic Hot Water (PV-SDHW) system. Main idea is to proof the sustainability of direct PV water heating and compare available commercial systems and their approaches to smart technologies or microgrid technologies respectively. Keywords—PV water heating; microgrid; smart grid; I. A. Paremeter specification Total solar irradiation in Czech Republic is approximately 1200 kWh/m2 per year. That means 3,29 kWh/m2 per day [5]. Following TABLE I. shows initial parameters used for calculation. INTRODUCTION In last couple of years many companies developed solutions for ’’smart’’ using of solar power. Many of them used such an argument that boom of field PV power station was wrong decisions from government and European Union with regards to predicted ratio for renewable sources in the energy mix. If we observe trends in energy solutions for building, we can obviously realize growth of PV cells in almost every energetic application. We can find PV cells in combination with heat pumps, boilers, HVAC systems etc. [1], [2]. Important question is about the benefit of PV cells in this solutions. These solutions are very often product of salesmen assumption and results are not satisfying investors or customers respectively. Calculated system PV-SDHW was first time presented in the year 1995. In that time price of PV modules was still very high so the designed system was not sustainable, but in last couple of years PV modules lost 70% of their cost so the situation is different. This paper shall introduce future idea about smart systems in energy efficient buildings with renewable energy sources. II. TABLE I. CALCULATION PROPERTIES Calculation properties Parameter Hot water consumption 150 l Water inlet temperature 10 °C Water outlet temperature 60 °C Energy demand 31,4 MJ Energy demand 8,7 kWh B. Solar Domestic Hot Water (SDHW) system SDWH solution is assembled from vacuum solar collector Regulus KTU15 with parameters mentioned below, water tank and accessories. The reason is that we need to compare yearly energy production. Vacuum solar thermal collector has lower energy losses and it is possible to use it thru winter season with similar solar energy load like in summer. Cost for installation and piping is negligible. SIMPLE CASE STUDY This calculation represents energy and cost balance between solar water heating and direct PV heating. The point is to calculate needed amount of solar ’’hardware’’ to collect enough amount of solar irradiation. This collected energy is used to produce hot water by DC water heater. Calculated system is used only for hot water production. Usually thermal collector are used like additional equipment connected with 28 TABLE II. SDHW SYSTEM CALCULATION exchangers. The PV water heater design has no moving parts to wear out or break down and makes no noise. Calculation results Parameter Efficiency 95 % Face area / unit 1,2 m2 Daily benefit 3,12 kWh/m Number of modules 3 pcs Thermal module cost 61500 Water tank + working fluid TOTAL COST TABLE III. PV-SDHW SYSTEM CALCULATION Calculation results 2 Parameter Efficiency 15,03 % CZK Face area / unit 1,64 m2 26863 CZK Daily benefit 0,49 kWh/m2 88363 CZK Number of modules 12 pcs PV modules cost 66792 CZK Water tank + 1kW DC heater + temperature controller 12350 CZK TOTAL COST 79142 CZK Fig. 2. PV Solar Domestic Hot water (PV-SDHW) System D. Conclusion In above mentioned case were negligible costs for piping, cables and installation because those costs are comparable in both solutions. This calculation showed us that SDWH solution is about 9221 CZK more expensive than PV-SDHW solution. Disadvantage of PV-SDHW solution is that we need 6,45 times larger collect area. Fig. 1. Solar Dosmestic Hot Water (SDHW) system C. PV Heater Solution PV solution is represented by photovoltaic cells and water tank with 1kW water heater. Price for cables and installation is negligible. It is obvious from the TABLE III biggest disadvantage of PV modules is their lower efficiency compare to the solar thermal modules. PV-SDHW system has several potential advantages over thermal SDHW technologies. The PV-SDHW system eliminates the plumbing to and from the rooftop collectors required in a thermal SDHW system. These pipes connecting the collectors to a remote water storage tank in a thermal system can be a significant source of heat losses. The PVSDHW system requires no heat exchanger and antifreeze fluid for operation in cold climates. These heat exchangers reduce the efficiency of thermal SDHW systems. The installation of a PV-SDHW system is simpler than for a thermal system with no roof penetrations required. System reliability is expected to be superior in the absence of troublesome, failure-prone circulating pumps, leaking pipes and fittings, and fouling heat III. AVAILABLE COMERCIAL SOLUTION We can find many available solutions in the market. Presented sample was from Dražice Company. Chosen solution represents in this time the highest level of PV-SDHW technology available in the Czech market. Dražice Company is focused mainly in water storage tanks production for several types of usage. There are electric heaters, combine heaters, indirect heaters, photovoltaic heaters and storage tanks. Available solution from Dražice Company is LX DC SET which is shown on Fig. 3. This system includes control unit which switches electricity generation between water heater and another energy device like heat pump thru the inverter or others. Collected solar energy can flow to the water storage tank or directly to the inverter and produce electricity. This design can avoid the 29 lowering stress on the transmission and distribution system. Integration of renewable sources in distributed energy resources could be also beneficial. Main problem with microgrid systems is the price of installation. Basically microgrid systems contain renewable energy sources, which are still quite expensive in comparison with classical energy sources. For utilization of microgrid technologies is necessary to find sustainable systems to connect and operate device for energy production (gas turbine, PV cells, fuel cells etc.) and also for energy consumption (electrical appliances). stress in the distribution grid, because PV-SDHW solution is heating water instead of heat pump, so the number of start/stop cycles of the heat pump compressor is decreasing. This solution can be extended by smart unit, which is controlling the demand of electricity consumption in household and continuously vary energy production between hot water and electricity. Introduced solution is one step on the way to the microgrid technologies with the renewable sources, preferably PV modules. B. Pilot smart region project The Vrchlabí Smart Region project was designed to verify smart grid concepts in practice for low-voltage automation, high-voltage automation, and the island operation of a portion of distribution grid. The project continued with its implementation phase in 2013, including primarily distribution grid modification (continued replacement of high-voltage cables, replacement of technology in transformer stations) and installation of new technologies (e.g. protection terminals) that passed tests in a communication technology lab. One of the CHP (Combined Heat and Power) units that have been in operation since 2012 is now equipped with an automatic island operation system and ready for functional tests of island operation. It is verified the functional extension of island operation to heat supplies in the district heating system in Vrchlabí. The low-voltage automation concept is ready for functional tests, as protection panels fitted with remote-controlled protective devices were installed in a delimited section. In connection with the automation tasks, a control panel was installed at the control center in Hradec Králové. Also, a wireless WiMAX communication system was installed in 2013 and is now tested in pilot operation. An important part was successful fulfillment of requirements under the international Grid4EU project by which the Smart Region is cofunded. CEZ Group now also leads a Grid4EU working group focusing on island operations. Fig. 3. Commercial PV-SDHW System IV. UTILIZING MICROGRID A. Microgrid Technology Implementation of microgrid technologies helps energy production and energy consumption become more efficient. Microgrids combine various distributed energy resources (DER). Definition of microgrid is not connected to the size or to the amount of devices, it is about effectivity and cognitive communication between energy demand and energy production side. Main parameter is that microgrid can operate like a standalone system and it can be also connected to the electricity grid. Microgrid systems became discussed topic especially with development of renewable sources. Microgrid is a small scale energy system with renewable energy sources, traditional energy sources, storages and with energy management systems [6], [7]. Energy management system can be operated in smart buildings, campuses etc. The usage of microgrid technologies can help the costumers to find the optimum for consumption and generation of electricity, heat and cold. Microgrid can operate independently without connecting to distribution grid (standalone systems) or it can be connected to the main electricity grid. Microgrids have several kinds of advantages. For example: onsite energy consumption during peak power conditions, C. Application of Microgrids Calculated solution proved that decreasing cost for PV opens new possibilities for their application, especially their application in microgrids and smart grids system are getting reasonable. Described available system is in the middle of possible way. It is obvious, that with enhancement of smart grid technologies will be necessary to develop systems in each household. It doesn’t mean that we have to renovate each household energy system. Smart grid solution should be utilize in new building especially with connection with low energy and energy efficient buildings. Basic purpose of smart grids and microgrids system is to decrease emission production. The way how to decrease it of course to decrease primary sources consumption (coal, natural gas). 30 D. Future solutions Now we are in state that we have experiences with pilot project in Vrchlabí, which showed us many problems to be solved. Influence of this pilot project in overall distribution grid was not satisfying. In case of investment cost and in case of increasing efficiency also. Future design of microgrid system will be focused in energy efficient buildings with large energy consumption. We consider case (building) which contains energy sources like gas turbine or cogeneration unit and also renewable sources. There are except energy sources also specific energy consumers like HVAC systems, which require electricity and also heat. Designed system has to include energy management scheduling for consumption and also for production. Scheduling for energy production has to involve weather prediction for a day in front. So we can easily plan how much electricity is necessary to store in battery or in case of bad prediction for long term how much electricity will be necessary to buy from the distributor. Very important part is also to concern about the cost for reserved power capacity. Control strategy has to avoid overload from the distribution grid. In case of good design of control strategy we can also work in electricity regulator regime. Regulating electricity in power peak conditions is very beneficial services, so economy analysis can get another perspective. REFERENCES [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] V. CONCLUSION Calculation in the section II showed that is possible for heat storage use also PV modules and with certain cost benefit. This is entrance gate for utilizing microgrid technologies. Microgrid technologies are becoming very important sector for future energy market. Pilot project showed us that is not reasonable start to build house from the rooftop, but it is necessary to start from the basic consumers of energy and manage the consumption and distribution in their side. ACKNOWLEDGMENT This research has been partially realized using the support of Student Grant Competition CTU no. SGS14 / 056 / OHK3 / 1T / 12. This support is gratefully acknowledged. 31 A. Ghafoor and G. Fracastoro, “Cost-effectiveness of multi-purpose solar thermal systems and comparison with PV-based heat pumps,” Solar Energy, vol. 113, pp. 272–280, 2015. X. Zhao, X. Zhang, S. B. Riffat, and Y. Su, “Theoretical study of the performance of a novel PV/e roof module for heat pump operation,” Energy conversion and Management, vol. 52, no. 1, pp. 603–614, 2011. G. Comodi, M. Bevilacqua, F. Caresana, L. Pelagalli, P. Venella, and C. Paciarotti, “LCA Analysis of Renewable Domestic Hot Water Systems with Unglazed and Glazed Solar Thermal Panels,” Energy Procedia, vol. 61, pp. 234–237, 2014. Y. C. Park and others, “A study on automatic optimal operation of a pump for solar domestic hot water system,” Solar Energy, vol. 98, pp. 448–457, 2013. “Global Horizontal Irradiation.” Solargis, http://solargis.info/doc/_pics/freemaps/1000px/ghi/Solar GIS-Solar-map-Czech-Republic-en.png, 2011. Y. Han, M. Xia, X. Hong, and M. Ye, “A Smooth Transition Control Strategy for Microgrid Operation Modes,” Energy Procedia, vol. 61, pp. 760–766, 2014. I. Patrao, E. Figueres, G. Garcerá, and R. GonzálezMedina, “Microgrid architectures for low voltage distributed generation,” Renewable and Sustainable Energy Reviews, vol. 43, pp. 415–424, 2015. Vlnové jevy na výstupu frekvenčního měniče Jaroslav Novák Jan Chyský Ústav přístrojové a řídicí techniky ĆVUT v Praze, Fakulta strojní Praha, ČR [email protected] Ústav přístrojové a řídicí techniky ĆVUT v Praze, Fakulta strojní Praha, ČR [email protected] souřadnicích a k jejich řešení se používá zpravidla metod polí. Ve speciálních případech těchto systémů lze použít i metod, které vycházejí z obvodové analýzy, ale musí zde být respektována skutečnost spojitého rozložení elektrických parametrů systému, tj. využívá se představy spojitého rozložení nekonečného počtu elementárních obvodových prvků, tj. rezistorů, induktorů a kapacitorů. Abstrakt— Příspěvek prezentuje výsledky experimentů zaměřených na kvantitativní zhodnocení eliminace nežádoucích jevů, které vznikají při napájení střídavého elektromotoru z frekvenčního měniče přes dlouhý kabel. Pro eli-minaci byly využívány různé typy výstupních odrušovacích prostředků. Sledován byl vliv jednotlivých odrušovacích prostředků zejména na potlačení přepěťových špiček a na strmost nárůstu napětí. Dále byl sledován vliv konfigurace obvodu na ztráty v odrušovacích prostředcích. Keywords— EMC, přepětí, frekvenční měnič, tlumivka, sinusový filtr, šířkově pulsní modulace Tradiční oblastí silnoproudé elektrotechniky, kde není možno vystačit s modelem obvodu se soustředěnými parametry, je problematika prostorově rozsáhlých energetických přenosových soustav. Význam metod řeše-ní polí a řešení obvodů se spojitě rozloženými parametry v silnoproudé elektrotechnice však výrazně vzrostl s rozvojem využití výkonových polovodičových měničů s rychlými spínacími tranzistory. Příčinou jsou velké a s frekvencemi jednotek až desítek kHz periodicky se opakující rychlé změny obvodových veličin generované při spínání výkonových tranzistorů. Spínací časy běžných křemíkových tranzistorů IGBT se pohybují v řádech desetin µs, u nových součástek technologie SiC jsou spínací časy často pouze desítky ns. Při takovýchto rychlostech změn obvodových veličin se nezanedbatelně projevují spojité elektromagnetické jevy již v prostorově relativně malých systémech s rozměry řádově od jednotek až desítek m. výstupní I. ÚVOD Při analýze silnoproudých elektrotechnických systémů se standardně pracuje s popisem založeným na používání obvodů se soustředěnými parametry. Jedná se o speciální případ, kdy je systém modelován strukturou, ve které je energie soustředěna v konečném počtu prostorově oddělených prvků. V takovéto struktuře je možné k modelování vztahů mezi napětími a proudy používat Kirchhoffovy zákony a okamžité hodnoty napětí a proudů závisejí pouze na čase. Kritériem použitelnosti těchto metod analýzy je relace mezi geometrickými rozměry modelovaného systému a délkami elektromagnetických vln, které se prostorem šíří. Pro vlnovou délku platí obecný vztah: λ= v f Typickým případem aplikace výkonového polovodičového měniče, kde jsou negativní efekty spojené s velkou strmostí hran generovaných napěťových pulsů významné, jsou pohony s (1) asynchronními či synchronními motory napájené z frekvenčních měničů s tranzistorovým výstupním střídačem, který formuje výstupní napětí metodou šířkově pulsní modulace s frekvencemi od jednotek kHz do cca. 20kHz. Vyjdeme-li ze vztahu (1), lze učinit orientační úvahu určující řádově délku vedení na výstupu frekvenčního měniče, která je srovnatelná s délkou elektromagnetické vlny, při které se již uplatňují jevy související se spojitým rozložením elektromagnetického pole. U nepřímého frekvenčního měniče s napěťovým meziobvodem, který je napájen ze sítě 3x400V, je napětí ve stejnosměrném meziobvodu rovno amplitudě sdruženého napětí sítě, tedy 565V. Na výstupu IGBT střídače jsou generovány napěťové pulsy s touto amplitudou a strmostí přibližně 5000V/µs. To odpovídá době nárůstu napěťového pulsu přibližně 100ns. Budeme-li uvažovat periodu T vysokofrekvenční složky tohoto pulsu 200ns, lze podle vztahu (1) vypočítat odpovídající délku elektromagnetické vlny. Uvažme pro tento případ rychlost šíření vlny v daném prostředí v = c/2: (1) Ve vztahu (1) značí v rychlost šíření elektromagnetické vlny v daném prostředí, která je v řadě technických případů blízká rychlosti světla c ≈ 3·108 m/s, a f frekvenci elektromagnetické vlny. Ze vztahu (1) je zřejmé, že hranice použitelnosti modelů založených na obvodech se soustředěnými parametry budou tím užší, čím vyšší budou frekvence signálů a čím geometricky rozměrnější systém bude. V případě rychlých změn elektrických a magnetických veličin a v případě prostorově rozsáhlých systémů již nelze vystačit s modelem obvodových prvků, u kterých dominuje v jednom prvku pouze magnetická či elektrická energie, ale oba typy energie jsou v prostoru spojitě rozloženy a jsou na sobě vzájemně závislé. V případě systémů, kde jsou nepoužitelné modely obvodů se soustředěnými parametry, jsou průběhy okamžitých hodnot obvodových veličin závislé nejen na čase, ale i na prostorových 32 λ= v c 3 ⋅ 108 = ⋅T = ⋅ 200 ⋅ 10− 9 = 30m f 2 2 II. TEORETICKÝ ROZBOR PROBLEMATIKY FREKVENČNĚ (2) ŘÍZENÉHO POHONU S DLOUHÝM KABELEM PRO PŘIPOJENÍ MOTORU Dlouhé vedení představuje jeden ze speciálních případů, kdy je nutno uvažovat časové i prostorové závislosti elektrických a magnetických veličin v daném obvodu, kdy je však možno pro řešení použít metod vycházejících z teorie obvodů. To je dáno tím, že prostorové závislosti veličin obvodu lze vyjádřit jako funkci jedné prostorové proměnné, tj. souřadnice vzdálenosti ve směru vedení, ve zbývajících dvou prostorových souřadnicích vedení lze z důvodu jeho geometrické konfigurace prostorové závislosti neuvažovat. Dále bude uvažován případ, kdy se nemění průřez vodičů vedení, nemění se geometrické uspořádání vedení ani materiálové vlastnosti prostředí. Takovéto vedení se označuje jako homogenní. Pro případ frekvenčně řízeného pohonu je začátkem vedení výstup frekvenčního měniče a koncem místo připojení k motoru. Vzhledem k velkým strmostem napěťových pulsů generovaných střídačem na výstupu frekvenčního měniče nelze vlastnosti vedení modelovat obvodem se soustředěnými parametry pro délky kabelů mezi měničem a motorem větší než 10 až 20m, jak bylo odvozeno výše. Vlastnosti vedení je v tomto případě nutné modelovat jako sériové řazení elementárních dvojbranů, přičemž vstupní a výstupní napětí a proudy těchto dvojbranů jsou funkcemi času t a souřadnice x ve směru délky vedení. Okamžitá hodnota napětí na vstupu elementárního článku vedení má velikost u(t,x), na výstupu u(t,x+dx), obdobně platí pro velikost vstupního proudu i(t,x) a výstupního proudu elementárního článku vedení i(t,x+dx), přičemž dx je délka jednoho elementárního článku vedení. Z uvedené úvahy je tedy zřejmé, že spojité elektromagnetické efekty je nutno u frekvenčně řízených pohonů zohledňovat již při použití kabelů od měniče k motoru s délkou od desítek m. Tato konfigurace není v průmyslové praxi výjimečná. I bez hlubšího teoretického rozboru je zřejmé, že napěťové pulsy s velkou strmostí hran, generované při šířkově pulsní modulaci periodicky na výstupu frekvenčních měničů, budou zdrojem zejména kapacitních a elektromagnetických rušivých efektů, lit. [2]. Pro minimalizaci těchto rušivých vlivů se uplatňuje u frekvenčních měničů na výstupu více typů opatření. Standardně je nutno připojovat motor k výstupu frekvenčního měniče stíněným kabelem, jehož oba konce jsou dobře spojeny s potenciálem ochranného vodiče (země). Při délce kabelu mezi motorem a měničem větší, než přibližně 15m, kdy se délka připojovacího kabelu do-stává již do relace s délkou elektromagnetické vlny podle vztahu (2), se doporučuje používání i dalších odrušovacích prostředků, jejichž funkcí je především zmenšení strmosti hran napěťových pulsů, případně úplná eliminace negativních vlivů formování výstupního napětí měniče pomocí šířkově pulsní modulace. Nejjednoduššími výstupními odrušovacími prostředky pro frekvenčně řízené pohony jsou výstupní tlumivky s feromagnetickým jádrem. Doporučované indukčnosti výstupních tlumivek jsou v rozmezí jednotek mH pro jme-novité proudy jednotek A, až setin mH pro jmenovité proudy stovek A. Dokonalejším výstupním odrušovacím prostředkem jsou filtry du/dt. Téměř úplnou eliminaci negativních vlivů šířkově pulsní modulace zajišťují sinusové filtry. Použití sinusových filtrů je však limitované, neboť se vyznačují i některými negativy, zejména na nich vznikají úbytky napětí, ztráty, jedná se o poměrně rozměrná zařízení a mohou být zdrojem komplikací v součinnosti s některými typy regulačních struktur frekvenčně řízených pohonů. Další informace o odrušování frekvenčně řízených pohonů lze nalézt např. v lit. [4]. Je zřejmé, že u vedení se bude uplatňovat jeho indukčnost, kapacita, rezistence a svod. Z této skutečnosti pak vychází struktura elektrického zapojení elementárního článku vedení (Fig. 1). Při výpočtu poměrů na vedení je nutno uvažovat jeho parametry vztažené na jednotku délky, tedy rezistence R[Ω/m], indukčnost L[H/m], kapacita C[F/m] a svod G[S/m]. V tomto příspěvku je věnována pozornost výsledkům experimentálního testování vlivu parametrů výstupních tlumivek na charakter napěťových pulsů šířkově pulsní modulace na svorkách asynchronního motoru připojeného k měniči přes dlouhý kabel, zejména z hlediska strmosti nárůstu napětí a z hlediska velikosti přepěťových špiček. Je zřejmé, že tyto parametry napěťových pulsů jsou významné nejen z hlediska míry generování rušivých vlivů v okolí frekvenčně řízeného pohonu, ale i z hlediska napěťového namáhání vinutí asynchronního motoru a z hlediska velikosti kapacitních proudů, které se přes motor uzavírají. Je sledována také problematika ztrát v jádře odrušovacích tlumivek. Pro srovnání jsou uvedeny některé výsledky získané při použití sinusového filtru. Fig. 1. Obvodová struktura jednoho elementu vedení Pro případ nekonečně krátké délky jednoho elementu vedení dx→0 lze pro prostorovou změnu napětí na tomto elementu psát: − ∂u ∂i = R ⋅i + L ⋅ ∂x ∂t Obdobně lze pro změnu proudu na elementu vedení psát: 33 (2) − ∂i ∂u = G ⋅u + C ⋅ ∂t ∂x zpětnou vlnu napětí, která se šíří v záporném směru. Z řešení (11) dále vyplývá, že obě vlny se po vedení šíří beze změny tvaru. (3) Analogicky lze psát řešení rovnice (9) pro vlnu proudu: Eliminací proudu resp. napětí z rovnic (2) resp. (3) po úpravě dostáváme: i ( x, t ) = iP ( x − v ⋅ t ) + iZ ( x + v ⋅ t ) ∂u ∂u ∂u + R ⋅G ⋅u = L ⋅ C ⋅ 2 + (L ⋅ G + R ⋅ C) ⋅ 2 ∂t ∂t ∂x (4) ∂i ∂ 2i ∂ 2i = L ⋅ C ⋅ 2 + (L ⋅ G + R ⋅ C) ⋅ + R ⋅ G ⋅ i 2 ∂t ∂t ∂x (5) 2 Pro rychlost šíření vlny po vedení je charakteristické, že nezávisí na geometrickém uspořádání vedení, ale pouze na permeabilitě a permitivitě prostředí, neboť součin LC je také nezávislý na tomto geometrickém uspořádání: v= Pro řešení mezního případu bezeztrátového vedení (R = 0, G = 0), kdy se efekty, mající význam při napájení střídavého elektromotoru z frekvenčního měniče přes dlouhý přívodní kabel projeví nejvýznamněji, se předchozí rovnice (2) až (5) upraví do tvaru: ∂u ∂i − = L⋅ ∂t ∂x (6) ∂i ∂u =C⋅ ∂x ∂t (7) − (12) 2 ∂ 2u ∂ 2u = L ⋅C ⋅ 2 ∂x 2 ∂t ∂i ∂i = L⋅C ⋅ 2 2 ∂x ∂t 2 L ⋅C (13) V případě rozpojeného konce vedení se energie vlny nemůže přeměnit na jinou formu a proto dochází k jejímu odrazu. Odražená vlna postupuje vedením v opačném směru. Na konci rozpojeného vedení je proud nulový, součet proudu postupné a zpětné vlny musí být nulový. Elektrické náboje rozpojených vodičů si zachovávají stejnou polaritu, vlna napětí se tedy na rozpojeném konci vedení odráží se stejnou polaritou. (8) V případě zkratovaného konce vedení je napětí zkratu nulové. Součet postupné a odražené vlny napětí na zkratovaném konci vedení tedy zůstává nulový a vlna napětí se odráží s opačnou polaritou. (9) Podrobnější informace o vlnových jevech na vedení lze nalézt např. v literatuře [3]. V podmínkách výstupního dlouhého kabelu frekvenčního měniče představuje impedance připojeného motoru pro vlnu napětí prakticky rozpojený obvod. Naopak výstup měniče má charakter napěťového zdroje, z hlediska vlnových jevů se zanedbatelnou vnitřní impedancí, pro vlnu napětí tedy představuje výstup měniče prakticky zkrat. Při připojení napěťového pulsu šířkově pulsní modulace měniče na dlouhý přívodní kabel k motoru postupuje vlna napětí na konec tohoto kabelu, z hlediska vlny rozpojený, a odráží se se stejnou polaritou. Při příchodu zpětné vlny k výstupu měniče, tedy prakticky k místu zkratu, se vlna napětí odráží s opačnou polaritou a opět postupuje ke konci vedení. Okamžité hodnoty napětí na kabelu k motoru, na výstupu měniče i na svorkách motoru jsou dány okamžitým součtem postupných a zpětných napěťových vln. Popsanou situaci znázorňuje Fig. 2. Závažným důsledkem těchto jevů je skutečnost, že při odražení vlny (10) Řešení rovnice (8) pro vlnu napětí lze psát ve tvaru: u ( x, t ) = u P ( x − v ⋅ t ) + u Z ( x + v ⋅ t ) µr ⋅ ε r Zásadní důsledky vlnových jevů na vedení na frekvenčně řízené pohony s dlouhým kabelem mezi měničem a motorem mají vlastnosti vlny na rozhraní dvou prostředí. Pro případ rušivých vlivů způsobených velkou strmostí napěťových pulsů na výstupu střídače s připojeným dlouhým kabelem k motoru mají největší význam vlastnosti napěťové vlny na rozpojeném a zkratovaném konci vedení. Rovnice (8) a (9) mají tvar obecné jednorozměrné rovnice, která charakterizuje vlnu dané veličiny, která postupuje rychlostí v. Uvedené rovnice popisují vlnu napětí a proudu, která se po bezeztrátovém vedení šíří rychlostí v: 1 c Je tedy zřejmé, že pro hodnoty relativní permeability a relativní permitivity µ r = ε r = 1 je rychlost šíření vlny rovna rychlosti šíření světla ve vakuu c. 2 v= 1 = µ ⋅ε (11) Z tvaru řešení (11) lze odvodit, že vlna napětí se po vedení šíří ve směru souřadnice x v kladném nebo v záporném směru. Veličina uP značí postupnou vlnu napětí, veličina uZ značí 34 Měnič: Telemecanique ATV18U90N4, 370W napětí na svorkách motoru dosahuje okamžitá hodnota tohoto napětí dvojnásobku napětí napájecího zdroje, tedy dvojnásobku napětí stejnosměrného meziobvodu frekvenčního měniče. Popsané jevy se uplatňují periodicky při generování šířkově pulsní modulace a zvyšují napěťové namáhání izolace vinutí motoru, což přispívá ke zkrácení její životnosti. Tato skutečnost je kritická zejména u motorů starší konstrukce, kde nebylo počítáno s měničovým napájením. Provedení izolace moderních motorů již zpravidla lépe odpovídá požadavkům na zvýšené napěťové namáhání při měničovém napájení. Osciloskop: Tektronix TDS 5032, 350MHz Napěťová diferenciální sonda: Tektronix P5205, 100MHz Proudová klešťová sonda: Tektronix A621 50kHz Stíněný kabel: LiYCY-JZ 3x1,5 - 100m Nestíněný kabel: HO5VV-F4G1,5B - 100m Tlumivka 1 resp. 2 resp. 3: 0,9mH, 16A resp. 2,2mH, 10A resp. 5mH, 3A Výše uvedené odvození vycházelo z modelu bezeztrátového vedení. Ve skutečnosti se na přívodním kabelu k motoru uplatňuje jeho útlum, vlnové efekty způsobené velkou strmostí napěťových pulsů tedy postupně odeznívají. Velikost přepěťových špiček na svorkách motoru rovná přibližně dvojnásobku napětí stejnosměrného meziobvodu je však realitou. V případě frekvenčního měniče napájeného ze sítě 3x400V s dlouhým kabelem k motoru dosahují tedy na svorkách motoru přepěťové špičky hodnot až cca. 1100V. Sinusový filtr: SKY 3FSM4-400 TABLE I. VÝSLEDKY MĚŘENÍ PŘEPĚŤOVÝCH ŠPIČEK A STRMOSTI NÁRŮSTU NAPĚTÍ Fig. 2. Šíření vln napětí na dlouhém kabelu mezi měničem a motorem III. MĚŘENÍ VLIVU VÝSTUPNÍCH TLUMIVEK NA SVORKOVÉ NAPĚTÍ MOTORU V rámci spolupráce Ústavu přístrojové a řídicí techniky Fakulty strojní ČVUT v Praze a firmy Skybergtech s.r.o. byla provedena série měření vlivu parametrů výstupních tlumivek na strmost napěťových pulsů a velikost přepěťových špiček na svorkách motoru při měničovém napájení. Byla provedena srovnávací měření při připojení motoru k měniči krátkým kabelem o délce 4,5m a kabely s délkou 100m, stíněným a nestíněným. Podmínky měření byly následující: Kabel stíněný 4,5m Bez tlumivky Tlumivka 0,9mH Tlumivka 2,2mH Tlumivka 5mH Sinus filtr Strmost LL (V/µs) 3200 Strmost LPE (V/µs) 2800 UMAX L-L (V) 1080 UMAX LPE (V) 880 170 550 808 680 80 64 800 656 114 60 880 776 - 44 - 220 Kabel nestíněný 100m Bez tlumivky Tlumivka 0,9mH Tlumivka 2,2mH Tlumivka 5mH Sinus filtr Strmost LL (V/µs) Strmost LPE (V/µs) UMAX L-L (V) UMAX LPE (V) 5862 5279 - - 950 800 680 640 475 511 680 648 330 423 732 676 - 121 - 256 Kabel nestíněný 100m Bez tlumivky Tlumivka 0,9mH Tlumivka 2,2mH Tlumivka 5mH Sinus filtr Strmost LL (V/µs) Strmost LPE (V/µs) UMAX L-L (V) UMAX LPE (V) 3200 2800 1080 880 170 550 808 680 80 64 800 656 114 60 880 776 - 44 - 220 Měření byla prováděna v ustáleném stavu pohonu při nastavené výstupní frekvenci měniče 50Hz. Efektivní hodnota Motor: 3f ASM 180W, 380V, 0,65A, 50Hz 35 proudu naprázdno motoru se pohybovala v rozmezí 0,55 až 0,68A. Frekvence šířkově pulsní modulace měniče byla nastavena na 4 kHz. Strmosti nárůstu napětí na svorkách motoru a velikosti přepěťových špiček byly odečítány pomocí osciloskopu. Výsledky měření jsou uspořádány v tabulce Table I. vzrůstá hodnota velikosti přepětí a to jak v případě napětí mezi fázemi, tak v případě napětí fáze proti neživé části. Z hodnot v tabulce je zřejmé, že zařazení výstupní tlumivky způsobí menší snížení strmosti napěťových pulsů L-L oproti L-PE, napěťové špičky L-PE však mají oproti špičkám L-L o málo nižší hodnotu (Fig.5). Fig. 3. Průběh napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru – nestíněný kabel 4,5m, bez tlumivky Fig. 5. Průběh napětí mezi fází a neživou částí motoru (L-PE) – nestíněný kabel 4,5m, tlumivka 5mH Fig. 4. Průběh napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru – nestíněný kabel 4,5m, tlumivka 5mH Fig. 6. Průběh napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru – nestíněný kabel 100m, bez tlumivky (200xzeslabeno sondou) Z Fig. 3 (připojení nestíněným kabelem 4,5m bez tlumivky) je v plné míře zřejmá vysoká strmost nárůstu napětí mezi fázemi (L-L) na svorkách motoru přes 5000V/µs s pravděpodobnými následky na generování rušivých účinků. Vzhledem ke krátkému kabelu však nedochází k rozvinutí vlnových jevů na kabelu a nedojde ke vzniku přepěťových špiček. Jak je zřejmé z Table. 1 a z Fig. 4, při zařazení výstupní tlumivky dochází s její rostoucí indukčností ke snižování strmosti nárůstu napěťového pulsu a to jak u napětí mezi fázemi (L-L), tak u napětí mezi fází a neživou částí motoru (LPE). Oproti původní hodnotě strmosti nárůstu napětí přes 5000V/µs je vliv tlumivky na snížení strmosti nárůstu napětí výrazný. Se zařazením indukčnosti však začne docházet v obvodu k oscilacím, způsobujícím vznik přepěťových špiček na svorkách motoru. S rostoucí indukčností tlumivky mírně Na Fig. 6 je průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru v případě použití nestíněného kabelu 100m bez použití tlumivky. Na tomto obrázku je zřejmý vliv vlnových jevů na kabelu, které se s časem tlumí vlivem ztrát na tomto reálném kabelu. Frekvence kmitů napětí na svorkách motoru je 400kHz. Tato hodnota je v relaci s dobou šíření napěťových vln na kabelu. V souladu s Fig. 2 představuje jedna perioda kmitů napětí na obr. 6 dobu, za kterou projde tlumící se vlna napětí na reálném kabelu délku kabelu 4xl, tedy 4x100m. Je-li perioda kmitů napětí T na svorkách motoru (400kHz) 2,5µs, je reálná rychlost šíření vln napětí po kabelu v dána: v= 36 4⋅l 4 ⋅ 100 = = 1,6 ⋅ 108 m / s −6 T 2,5 ⋅ 10 (14) frekvenčně řízených pohonů se vždy doporučuje použít stíněný kabel mezi motorem a měničem bez ohledu na jeho délku, [4]. Tato rychlost je přibližně poloviční vůči rychlosti světla ve vakuu. Nižší rychlost oproti rychlosti světla ve vakuu je menší měrou dána zanedbáním odporů a svodů při odvození v kapitole 2, zejména je naměřené snížení rychlosti šíření napěťových vln dáno v souladu se vztahem (13) reálnými hodnotami permeability a permitivity použitého kabelu. Z Table. 1 a Fig. 6 je zřejmé, že, v souladu s odvozením v kap. 2, dosahuje hodnota maximálního napětí mezi fázemi na svorkách motoru při prvním odrazu napěťové vlny 1080V, což je téměř dvojnásobek napětí stejnosměrného meziobvodu použitého frekvenčního měniče (400Vx√2=565V). Z Table. 1 je zároveň zřejmé, že vlivem dlouhého kabelu k motoru se poněkud na svorkách motoru sníží strmost nárůstu napětí napěťového pulsu. Z Fig. 7, 8 a z Table. 1 je zřejmé, že zařazení tlumivky na výstup měniče výrazně omezí strmost nárůstu napětí na svorkách motoru mezi fázemi i mezi fází a neživou částí, dochází však ke snížení přepěťových špiček jen o přibližně 20%. Zařazení tlumivek tedy eliminuje výrazně rušivé vlivy spojené s velkou strmostí nárůstu napěťových pulsů, mnohem méně velikost přepětí při použití dlouhého kabelu. Zařazení tlumivek rovněž výrazně snížilo frekvenci kmitů napětí na svorkách motoru, přibližně 10x. Fig. 8. Průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru (L-L) – nestíněný kabel 100m, tlumivka 0,9mH Fig. 9. Průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru (L-L) – stíněný kabel 100m, sinusový filtr Fig. 7. Průběh napětí mezi fázemi na svorkách motoru (L-L) – nestíněný kabel 100m, tlumivka 2,2mH Z tab. 1 jsou dále patrné rozdíly výsledků při použití kabelu 100m stíněného a nestíněného. Je známou skutečností, že stíněné kabely se vyznačují vyššími kapacitami. U použitého stíněného kabelu byla měřením zjištěna kapacita mezi fázovými vodiči 15nF, mezi fázovým vodičem a stíněním 23nF. U použitého nestíněného kabelu je kapacita mezi fázovými vodiči 7,5nF. Z hlediska sledovaných parametrů napěťových průběhů je zřejmé, že stínění kabelu nemá zásadní kvalitativní vliv. U stíněného kabelu dojde při použití výstupních tlumivek k poněkud většímu omezení strmosti nárůstu napěťových pulsů, na druhou stranu jsou zde patrné vyšší hodnoty přepěťových špiček mezi fázovou svorkou motoru a jeho neživou částí. To poukazuje na jevy spojené s výměnou energie mezi výstupní tlumivkou a kapacitami kabelu, případně motoru, se kterými souvisí vznik přepěťových špiček na motoru i při použití výstupních tlumivek. U Fig. 10. Průběh napětí mezi fázovou svorkou motoru a neživou částí motoru (L-PE) v případě použití sinusového filtru – stíněný kabel 100m, sinusový filtr 37 Zajímavou skutečností je v případě použití stíněného i nestíněného kabelu 100m nemonotónní závislost strmosti náběžných hran napěťových pulsů mezi fázemi na svorkách motoru na indukčnosti tlumivky. Je zřejmé, že pro určitou hodnotu indukčnosti je strmost nárůstu napěťových pulsů mezi fázemi minimální, přičemž velikost přepěťových špiček se s indukčností prakticky nemění. Pro eliminaci rušivých efektů má tedy smysl v tomto případě velikost indukčnosti výstupní tlumivky optimalizovat. Pro srovnání jsou na Fig. 9 a 10 uvedeny průběhy, z nichž je zřejmé, jaké efekty přináší použití výstupního sinusového filtru. Z Fig. 9 je patrné, že sinusový filtr v napětí mezi fázemi téměř beze zbytku eliminuje vlivy spojené se šířkově pulsní modulací. Strmosti napětí a jejich velikosti mezi fázovou svorkou motoru a jeho neživou částí nedosahují v případě použití sinusového filtru kritických hodnot. Fig. 12. Závislosti fázového ztrátového výkonu výstupních tlu-mivek a sinusového filtru na frekvenci šířkově pulsní modulace frekvenčního měniče TABLE II. IV. ZTRÁTY V TLUMIVKÁCH A SINUSOVÉM FILTRU Kabel nestíněný 100m Tlumivka 0,9mH Tlumivka 2,2mH Tlumivka 5mH Sinus filtr V rámci testování vlastností frekvenčně řízeného pohonu s dlouhým kabelem mezi motorem a měničem byly zjišťovány i ztráty výstupních odrušovacích prostředků. Jedná se převážně o ztráty v železném magnetickém obvodu tlumivek. Velikost ztrát byla posuzována v závislosti na frekvenci šířkově pulsní modulace měniče (2, 4, 8 a 12kHz) a v závislosti na provedení kabelu (stíněný/nestíněný). Ztrátové výkony odrušovacího výstupního členu byly zjišťovány z průběhu okamžitých hodnot proudu a napětí osciloskopem, násobením odpovídajících kanálů osciloskopu a vyčíslením střední hodnoty. ZTRÁTOVÉ VÝKONY VÝSTUPNÍCH ODRUŠOVACÍCH ČLENŮ Ztráty/fázi (W) 2kHz Ztráty/fázi (W) 4kHz Ztráty/fázi (W) 8kHz Ztráty/fázi (W) 12kHz 1,5 2,8 4,7 6 1,6 2,6 4 5,2 1,8 3 4,6 5,7 3,2 2,7 1,8 1,8 Ztráty/fázi Ztráty/fázi Ztráty/fázi Ztráty/fázi Kabel (W) 2kHz (W) 4kHz (W) 8kHz stíněný (W) 100m 12kHz Tlumivka 3,2 4,4 7,1 8,5 0,9mH Tlumivka 5,5 9 12,5 19,3 2,2mH Tlumivka 2,5 4,35 8,5 12,4 5mH Sinus 3,8 2,9 1,6 1,4 filtr V Table. II. a v Fig. 12 je provedeno srovnání ztrátového výkonu odrušovacích výstupních členů. Uváděné ztrátové výkony se vztahují na jednu fázi tlumivek resp. sinusového filtru. Je patrné, že u výstupních tlumivek se s rostoucí spínací frekvencí šířkově-pulsní modulace zvyšuje jejich ztrátový výkon. Tato skutečnost vychází ze Steinmetzova vztahu pro vyčíslení ztrát v železném magnetickém obvodu ∆PFe: Fig. 11. Průběhy okamžitých hodnot napětí (žlutě) a proudu (modře) tlumivek sinusového filtru Na Fig. 11 jsou pro ilustraci uvedeny průběhy okamžitých hodnot napětí a proudu na tlumivce sinusového filtru. Je zřejmé, že napětí je tvořeno střídavými obdélníkovými pulsy se střední hodnotou blízkou nule, proud je filtrován, přičemž jeho průběh je trojúhelníkový a odpovídá integrálu napěťových pulsů. ∆PFe ≈ B 2 ⋅ f 1,3 (15) Při zvětšení frekvence šířkově-pulsní modulace f se podle vztahu (15) zvyšují ztráty v železe a zároveň dochází ke zvýšení proudů vyšších harmonických složek vlivem poklesu impedance parazitních kapacit kabelu a motoru a tím i odpovídajících složek magnetické indukce. Naproti tomu se ztrátový výkon sinusového filtru, resp. ztráty v železném 38 magnetickém obvodu jeho tlumivek, snižuje. To je dáno skutečností, kdy je pro vyšší harmonické složky proudu vytvořena prakticky zkratová cesta přes kondenzátory sinusového filtru. Snižování ztrátového výkonu magnetického obvodu sinusového filtru s rostoucí frekvencí šířkově-pulsní modulací je potom dáno nižším obsahem vyšších harmonických složek a menším zbytkovým zvlněním proudu při rostoucí frekvenci. Další informace o problematice ztrát v magnetických obvodech tlumivek sinusových filtrů lze nalézt v [1]. Z výsledků měření v Table. II. je zřejmé, že ztráty ve výstupních odrušovacích tlumivkách jsou nižší v případě použití nestíněného kabelu. To je dáno jeho nižší kapacitou oproti kabelu stíněnému a větší kapacitní impedancí kabelu pro vyšší harmonické složky proudu, které jsou tím menší, což koresponduje s menší hodnotou magnetické indukce v magnetickém obvodu tlumivky. Vliv stíněného kabelu na ztráty v magnetickém obvodu tlumivek se samozřejmě prakticky neprojevuje v případě použití sinusového filtru. LITERATURA Provedená analýza a měření tvoří jen velmi malou část alternativ a konfigurací výstupních obvodů frekvenčních měničů z hlediska zmapování všech efektů a vlivů. Charakter jevů i rušivých vlivů výstupního napětí frekvenčních měničů formovaného šířkově pulsní modulací závisí například i na délce a parametrech kabelu, parametrech výkonových polovodičových součástek měničů, konstrukci odrušovacích členů. V provedených měřeních byly potvrzeny a rozšířeny poznatky zejména o těchto skutečnostech: Použití sinusového filtru téměř zcela eliminuje rušivé vlivy šířkově-pulsní modulace napětí měniče. • Při použití výstupních tlumivek se na svorkách motoru při použití dlouhého přívodního kabelu od měniče výrazně sníží strmost nárůstu napěťových pulsů, přepěťové špičky se sníží jen o přibližně desítky %. • Přepěťové špičky se vyskytují mezi fázovými svorkami motoru navzájem i mezi fázovými svorkami motoru a jeho neživou částí. • Použití stíněného nebo nestíněného kabelu nemá kvalitativní vliv na tyto jevy. Ztrátové výkony v magnetických obvodech výstupních tlumivek jsou vyšší v případě použití stíněného kabelu. PODĚKOVÁNÍ [1] • • Tento příspěvek vznikl v rámci podpory z projektu TE01020020 – Centrum kompetence automobilového průmyslu. V. ZÁVĚR Vysoká strmost nárůstu napěťových pulsů generovaných spínacími tranzistory na výstupu frekvenčního měniče způsobuje při použití dlouhého kabelu k motoru generování napěťových špiček na svorkách motoru s velikostí až dvojnásobku hodnoty napětí stejnosměrného meziobvodu měniče. Ztrátové výkony v magnetickém obvodu výstupních tlumivek se zvyšují s rostoucí hodnotou frekvence šířkově-pulsní modulace měniče, ztrátové výkony v magnetickém obvodu tlumivky sinusového filtru se snižují s rostoucí hodnotou frekvence šířkově-pulsní modulace měniče. Omezování strmosti napěťových pulsů na výstupu frekvenčního měniče má pozitivní vliv na eliminaci rušivých efektů frekvenčně řízených elektromotorů. Pro kvantitativní zmapování tohoto vlivu se v současnosti ve spolupráci ČVUT v Praze Fakulty strojní a firmy Skybergtech s.r.o. připravují měření vyzařování rušivých polí v okolí dlouhého přívodního kabelu od frekvenčního měniče k motoru. Z Table. II a Fig. 12 je zřejmé, že nejvyšší hodnotu ztrát má výstupní tlumivka 2,2mH. Z naměřených hodnot ztrátových výkonů tlumivek v tomto případě však nelze činit obecné závěry z hlediska velikosti indukčnosti, neboť u testovaných tlumivek není sjednocena jejich konstrukce po stránce materiálu magnetického obvodu. • • [2] [3] [4] 39 Novák, J., Chyský, J. Kořínek, P.: Ztráty sinusových filtrů pro měniče se spínacími tranzistory, Časopis ELEKTRO 2013, roč. 23, č. 10, vydavatelství FCC Public, ISSN 1210-0889 Kůs, V., Skála, J., Hammerbauer, J.: Elektromagnetická kompatibilita výkonových elektronických systémů, Ben – nakladatelství technické literatiry, Praha 2013, ISBN 978-80-7300-476-7 Mikulec, M.: Teorie obvodů, vydavatelství ČVUT, Praha 1984 Novák, J: Frekvenčně řízené elektrické pohony a jejich elektromagnetická kompatibili-ta. Časopis ELEKTRO, roč. 2005, č. 7, Praha 2005. ISSN 1210-0889. Možnost využití algoritmu Learning Entropy pro fuzzy systémy Jan Vrba Ústav přístrojové a řídicí techniky Fakulta strojní, České vysoké učení technické v Praze Praha, Česká republika [email protected] Abstract—Článek pojednává o možnosti využití algoritmu Learning Entropy s využitím Mamdaniho fuzzy systému pro adaptivní novelty detection. nelineární. Pro takto navrženou strukturu fuzzy systému, můžeme použít metodu Gradient Descent (více viz [5]), kterou lze popsat následujícími kroky: Keywords — learning entropy; adaptivní fuzzy systémy; gradient descent; novelty detection Krok 1: Počáteční nastavení adaptabilních parametrů (viz [5]). naměřených dat I. ÚVOD Novelty detection, tedy snaha o zjištění, zdali se nová data nějak liší od již získaných dat, je stále aktuálním tématem výzkumu (viz [1]). Na našem ústavu byl postupně vyvinut algoritmus Learning Entropy (viz [2],[3],[4]), který využívá neuronové sítě. Protože funkci fuzzy systému můžeme jednoduše reprezentovat pomocí dopředné sítě (viz [5]), nabízí se možnost pokusit se využít algoritmus Learning Entropy i pro fuzzy systémy. Navíc se domnívám, že detekce novosti může být významná i z pohledu možného detekování emergentní situace v komplexním systému (viz [6],[7]). ∑ f (x ) = ∏ ∑ ∏ ) , v q-té etapě adaptace, q = 0,1,2,... menší než požadovaná hodnota ε, případně dokud hodnota q nedosáhne nějaké specifické hodnoty. Krok 5: Návrat do kroku 2 s použitím nově získaných dat xop +1 ; yop +1 . ( ) Pokud budeme adaptovat parametry systému pouze v jednom kroku, tedy max(q) = 1, můžeme se pokusit na základě změn adaptabilních parametrů fuzzy systému zjistit, zda nově naměřená data obsahují něco nového. A. Adaptace fuzzy systému pomocí algoritmu Gradient Descent Uvažujme SISO Mamdaniho fuzzy systém, reprezentovaný součinovým inferenčním mechanismem, fuzzyfikace využívá metody singleton a defuzifikace metody těžiště. Dále uvažujme Gaussovské funkce příslušnosti. Tento systém můžeme zapsat ve tvaru 2 l x −x exp − i l i i =1 σ i 2 l n x −x exp − i l i i =1 σ i ) Krok 4: Návrat do kroku 2. q = q + 1, dokud f − yop není ENTROPY yl l =1 M l =1 ( xop ; yop Krok 3: Výpočet parametrů xil (q + 1) , σ il (q + 1) y l (q + 1) II. ADAPTIVNÍ FUZZY SYSTÉM A ALGORITMUS LEARNING M ( Krok 2: Výpočet hodnoty funkce f xop , xil (q ), σ il (q ), y l (q ) z B. Použití algoritmu Learning Entropy Algoritmus Learning Entropy a související problémy jsou podrobně popsány v publikacích [2],[3],[4]. Pro stručnost uveďme pouze klíčové koncepty, kterými jsou Adaptation Plot, reprezentující neobvykle velkou změnu adaptabilních parametrů (označme jakýkoliv adaptabilní parametr jako w). V každém kroku můžeme vyhodnotit změnu adaptabilních parametrů podle následujícího pravidla: n ( (1) ) if ∆w j (k ) > α j ∆w j (k ) → zakresli AP marker kde α je citlivostní parametr a ∆w j (k ) je plovoucí průměr kde M je počet pravidel fuzzy systému, n je dimenze fuzzy systému a xil , σ il a y l jsou adaptabilní parametry, přičemž závislost f(x) na parametrech definujících funkce příslušnosti je absolutních hodnot změn j-tého adaptabilního parametru w. Protože nalezení vhodného nastavení parametrů α j je 40 komplikované (viz [2]), použil jsem tzv. AISLE (Approximate Individual Sample Learning Entropy), která aproximuje hodnotu learning entropy. Pro každý nový vzorek pak můžeme vypočítat AISLE jako E A (k ) = 1 n ⋅ nα ∑ {N (α );α ∈ {α , α ,..., α },α 1 2 n 1 > α 2 > ... > α n } (2) Pro praktické využití je vhodné využít vyšší řády learning entropy (viz [2]). III. VÝSLEDKY EXPERIMENTŮ Uvažujme systém popsaný rovnicí y (k + 1) = y (k ) + sin (0.1 ⋅ u (k )) , přičemž jako vstupní signál uvažujme pro jednoduchost u (k ) = k . V tomto systému dojde v kroku 500 k pertubaci a výstup systému je dán jako y (500 ) = 0.3 ⋅ y (499) + cos(0.1 ⋅ u (499)) . Tento systém můžeme modelovat dvoudimenzionálním Mamdaniho fuzzy systémem s 8 pravidly. Výsledky experimentů následují. Obr. 3: Normalizovaná chyba predikce IV. ZÁVĚR Z výsledků experimentů je patrné, že algoritmus Learning Entropy, pracující v tomto případě pouze s adaptabilními parametry y l , je schopen detekovat náhlou pertubaci v naměřených datech (viz obr. 2). Tím získávají fuzzy systémy novou možnost využití, i když je ještě potřeba některé aspekty využití algoritmu LE ověřit (např. možnost vyhodnocování parametrů xil , σ il ). Během experimentování jsem narazil na několik problémů, ať už se jednalo o volbu počátečního nastavení parametrů fuzzy systému, normalizaci dat pro fuzzy systém, volbu parametrů citlivosti, nebo adaptaci rychlosti učení fuzzy systému, která se zdá být poměrně neprobádaným polem (na toto téma existuje jen velice málo článků). Dalším otevřeným problémem je, jak případně rozlišit pertubaci systému od nějaké emergentní situace, ale to již spadá spíše do problematiky diagnostiky. Obr. 1: Změřené a předikované hodnoty LITERATURA [1] [2] [3] [4] [5] [6] Obr. 2: Detekce novosti v k = 500 pomocí AISLE řádu 1 z parametrů y l [7] 41 Intelligent systems 2014: Proceedings of the 7th International Conference Intelligent Systems IS 2014, September 24. 1st edition. ISBN 9783319113098. Bukovsky, I. Learning Entropy: Multiscale Measure for Incremental Learning¨, journal of Entropy, special issue on Dynamical Systems,, ISSN 1099–4300, 2013, 15(10), 4159-4187; doi:10.3390/e15104159 Bukovsky, I., Kinsner, W., Bila, J.: „Multiscale Analysis Approach for Novelty Detection in Adaptation Plot“, 3rd Sensor Signal Processing for Defence 2012 (SSPD 2012), Imperial College London, UK, September 24-27, 2012, doi: 10.1049/ic.2012.0114, E-ISBN: 978-1-84919-712-0. Ivo Bukovsky, Noriyasu Homma, Matous Cejnek and Kei Ichiji: "Study of Learning Entropy for Novelty Detection in Lung Tumor Motion Prediction for Target Tracking Radiation Therapy", The 2014 International Joint Conference on Neural Networks (IJCNN 2014), IEEE WCCI 2014, Beijing, 2014. Li-Xin, Wang. A Course in Fuzzy Systems and Control. Prentice-Hall PTR, Englewood Cliffs, NJ, 1997. Bila, J.: “Processing of Emergent Phenomena in Complex Systems” in: International Journal of Enhanced Research in Science Technology and Engineering, Vol. 3, No. 7, (2014), 1-17. Bila, J. “Syntheses of Technological Materials as Emergences in Complex Systems,” 20th Intern. Conference on Soft Computing – MENDEL 2014, vol. 1, pp. 255-262, June, 2 Realization of 1200 V, 50 A SiC MOSFET Inverter for Permanent Magnet Synchronous Motor Martin Novák, Jaroslav Novák, Oleg Sivkov Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering, Czech Technical University in Prague, Prague, Czech Republic {martin.novak ; jaroslav.novak ; oleg.sivkov}@fs.cvut.cz losses of SiC inverter. The switching off losses of Si IGBT inverter were approximately 20 times higher than of SiC MOSFET inverter. The other issue of this paper was to reduce the overshoot arising at the output of the SiC gate that was caused by the parasitic inductances and capacitances on the PCB. Abstract— This paper investigates CCS050M12CM2 1200V, 50A module that functions as the SiC inverter applied to a permanent magnet synchronous motor (PMSM). First the comparison between SiC and conventional IGBT inverter was introduced. It showed that SiC converter has smaller static and switching losses. Then the experimental results of SiC converter designed were presented. The inverter with the conventional design (as IGBT) couldn't function at nominal voltage and high switching frequency due to voltage ringing caused by large parasitic inductances. The improved version of the inverter was designed in order to reduce the parasitic inductances. Finally the inverter could function under the nominal voltage 560 V and under high frequencies 200-500kHz. The voltage overshoot was also reduced by increasing slightly the value of the gate resistance slowing down the switching speed. Investigation of 1.2 kV SiC MOSFET is realized in paper [4]. SiC MOSFET is compared with SiC JFET and Si CoolMOS. Advantages and disadvantages of the SiC MOSFET are summarized in this paper. The results show that SiC MOSFET in spite of having the lower total power loss due to its low on-resistance, it suffers from the diode reverse recovery time. A zero voltage switching (ZVS) operation makes suffers the diode reverse recovery time faster and thus SiC MOSFET becomes unbeatable alternative to Si. Keywords—SiC inverter; parasitic inductance; PMSM; power system; switching frequency; inverter characteristic; frequency oscillation. I. The analysis of the effects of parasitic inductances and device capacitances on 1200 V, 35 A SiC MOSFET is investigated in paper [5]. After some basic description of the investigated SiC MOSFET module the paper comes to the conclusion that the maximum allowable parasitic inductances are: power loop inductance Lp= 200 nH, source inductance Ls=20 nH, DC bus return inductance Ldcr=30mH. INTRODUCTION SiC MOSFETs have been implemented to improve the performance, efficiency, temperature capability and to reduce losses of power systems. They are believed to be the best solution for power electronic converters due to their great advantages in comparison to conventional Si IGBTs for medium voltage. SiC MOSFETs provide much faster switching of the module transistors than the previous Si IGBTs reducing thus the switching losses. This results in higher efficiency, reduction in weight, necessity of a smaller heatsink etc. The interconnection of two parasitic inductances: switching loop inductance Ld and common source inductance Ls on MOSFET switching characteristics is studied in paper [8]. The calculated results show that: Energy loss is 15 mJ at Ld= 20nH and Ls=0, energy loss 22 mJ at Ld= 10nH and Ls=10 nH, energy loss 32 mJ at Ld= 0nH and Ls=20 nH. The soft-switching strategy as the option in-order-to reduces parasitic inductances is introduced in paper [10] .The converter is tested at 1 MHz, 1.7 kW and 600V under both: hard switching and soft switching strategy. The final results comparison of that research show that SiC MOSFET inverter hard switching total losses are 140 W and efficiency 91%, and soft-switching losses are 115 W and efficiency 93.5%. The comparison between SiC MOSFET and Si IGBT in paper [1] show that the efficiency of SiC MOSFET is 99% at frequency 20 kHz and 98.5% at 40 kHz; the efficiency of Si IGBT is 98.5% at 20 kHz and 97.6% at 40 kHz. From the total losses of the inverter, the MOSFET loss is 20.4 % and IGBT total loss is 30.4 % at 40 kHz. Thus the results show that the SiC MOSFET inverter has higher efficiency and lower conduction loss at the same switching frequency. The challenges in switching SiC MOSFET are described in [11]. Different efforts of circuit design are made to prevent the large overshoot and oscillations. Kelvin-Source connection had significantly reduced the parasitic source induction Ls. The parallel ceramic capacitors had affectively reduced total Ld. The simulation results comparison between SiC MOSFET and Si IGBT for wind turbine applications of paper [2] show that at switching frequency 50 kHz SiC converter efficiency is 85% and Si IGBT converter efficiency is 44%. A brief comparison between SiC MOSFET and Si IGBT is introduced in paper [3]. The experimental results showed that static losses of Si inverter were almost 2 times higher than the 42 II. COMPARISON OF SIC AND IGBT INVERTERS The investigated SiC MOSFET inverter is based on CCS050M12CM2 module (Cree) 1200 V 50 A ton=21 ns, toff =50 ns. The IGBT inverter is based on SKM75GD124D module (Semikron) V, 75 A ton=60 ns, toff =420 ns. As from datasheet parameters we see that SiC inverter has significantly smaller on and especially off time. In order to compare the IGBT and SiC modules experimentally, the static and switching losses were measured. Only one out of the six module transistor was used. The experimental results comparing the static losses of both modules are shown in Fig. 1. The IGBT transistor yields a voltage drop of 3V whereas the SiC transistor exhibits a voltage drop of only 1.7V. The IGBT loss is 76% higher as compared to the SiC. In Fig. 1 a small dependence of the loss on the transistor voltage is visible. Nevertheless for voltages >10V the dependence is insignificant. For the IGBT module the experiment was carried out only for voltage 30V. The measured switching losses for both transistor types are shown in Fig. 2. Turn-on and turn-off losses are shown separately. It has to be noted that the losses were not measured for the same transistor current. For the IGBT the current was 2.5A, for the SiC the current was 1A. Despite this fact the difference in switching loss (especially turn-off loss) is very significant. For e.g. 7 kHz the SiC turn-on switching loss Pon is 32mW, turn-off loss Poff is 315mW. At 6 kHz the IGBT turn-on switching loss Pon is 35mW, turn-off loss Poff is 18.1 W! Therefore it is impossible to apply the IGBT inverter with a high switching frequency around 100 kHz as required by the high speed PMSM where the fundamental current frequency is around 4 kHz. A new SiC inverter has to be developed. Fig. 2. Comparison of IGBT and SiC transistor switching losses III. REDUCTION OF PARASITIC INDUCTANCES IN THE DC INTERMEDIATE CIRCUIT The investigated SiC MOSFET converter functions as a conventional two-level three-phase voltage source inverter supplying the PMSM. The simplified circuit diagram of the inverter is shown in Fig. 3. The high switching frequency enables to adequately modulate the PMSM currents and to achieve high speed of the synchronous motor. The projected motor speed is 250 000 RPM resulting in current frequency ~4.2 kHz. Currently the PMSM runs at 100 000 RPM. Traditional approaches of PCB design used for IGBT inverters were used. However an unacceptable ringing – oscillations – of voltage and current was discovered during the testing. An example of the measured waveforms for transistor turn-off with visible ringing is shown in Fig. 4. In this figure Vgate is the transistor gate-source voltage from the driver, Vload trans is the transistor drain-source voltage, Vload load is the voltage on the load and Vdc is the voltage in the DC intermediate circuit. The inverter was connected as chopper for this experiment but the same ringing was visible also for a three phase load. It also has to be noted that only a low voltage could be used for testing. Fig. 1. Comparison of IGBT and SiC transistor static losses Fig. 3. Simplified scheme of three-phase MOSFET inverter driving the synchronous motor 43 Fig. 6. SiC voltage waveforms of improved version under the same parameters as in Fig. 4 Fig. 4. Inverter output voltage with ringing A more significant and more difficult problem to solve was the minimization of parasitic inductances in the DC intermediate circuit. The low damping caused oscillations as well. It this circuit it is not possible to add any additional resistor to dampen the oscillations as this would add extra losses in the circuit. Therefore is was necessary to reduce the parasitic inductance in the circuit. Therefore the second inverter version used a different PCB track arrangement – vertically spaced traces - as shown in Fig. 5b. In order to fit this arrangement on the PCB of the same size it was necessary to reduce the number of DC link capacitors. The reduction from 24 to 6 capacitors reduced the maximal voltage to 800V (maximal capacitor voltage) while maintaining the capacity to 90µF. The module maximal voltage (1200V) is not fully utilized but for the targeted application the maximal voltage will be 600V. Same capacitors were used in both designs. Approaches described in [12] were adopted to reduce the parasitic inductance, capacitance and to suppress EMI. A significant change between the versions was also the component and PCB trace placement. The first inverter version used coplanar PCB traces - Fig. 5a. It allowed easier DC link capacitor placement a series parallel combination and the use of the full module voltage 1200V. However the value of the parasitic inductance and the amplitude of the oscillations were unacceptable as can be seen in Fig. 4. The PCB was also made thinner than usual – 0.8mm. The thickness reduction moved the PCB traces closer together further reducing parasitic inductance. The inverter voltage waveforms at the same power supply is in the Fig. 6. The voltage ringing of drain source transistor have significantly reduced. Fig. 5. PCB trace arrangement Fig. 7. Inverter output voltage with ringing with Rg = 12 Ω 44 IV. CONLUSIONS AND FURTHER WORK The comparison between SiC and IGBT inverters in experimental results showed that SiC inverter has smaller switching on and off losses. However a traditional PCB design of the inverter as used for IGBTs causes problems with excessive parasitic inductances on the board. The parasitic inductances together with the high speed switching of the SiC transistor cause unacceptable voltage and current ringing. Thus the SiC inverter wasn't able to function at full nominal voltage under traditional PCB design. The new PCB design was implemented in order to reduce the parasitic inductance. The vertically spaced PCB trace arrangement was realized instead of previous coplanar traces that resulted a parasitic inductance reduction by a factor of 10. As experimental results have showed the improved inverter could normally function at nominal voltage of 560 V without significant ringing. However the increase of the gate resistor value lead to an increase of the transistor turn-on time from 50 ns to 80 ns causing thus the increased switching losses. Therefore one of the future steps will be the tuning of switching process that has to be fast enough to reduce switching losses but at the same time without or with low ringing. The optimisation of the circuit will try to find a trade-off between minimal switching time and an acceptable amplitude of the ringing. Another optimized parameter has to be the turn-off time. The turn off time must reduced to 100 ns instead of the current 500 ns. Fig. 8. Inverter output voltage with ringing with Rg = 47 Ω The other challenge in this research was the overshoot of the drain-source voltage. The drain-source voltage waveform in the Fig. 7 (that is measured under higher power supply voltage) shows some overshoots. This measurements were done under with gate resistor Rg = 12 Ω. Under such conditions the power transistors remained under stress. The voltage waveforms with increased resistor Rg = 47 Ω is in the Fig. 8. The voltage overshoot has been significantly reduced. Acknowledgment With the described improvements it was possible to test the board with the full voltage. The measured waveform is shown in Fig. 9 no oscillations are present. The only disadvantage is the increase of the turn-off time that will be investigated in the future researches. This work was supported in part by the Czech Technical University in Prague internal Grant SGS15/190/OHK2/3T/12" Development of measuring, simulation and control methods with focus to high speed machines" and in part by grant TE01020020 - Josef Božek Competence Centre for Automotive Industry. This support is gratefully acknowledged. References [1] [2] [3] [4] Fig. 9. Inverter output voltage without ringing at full supply voltage, Rg=47 Ω [5] [6] 45 Gangyao Wang; Fei Wang; Magai, G.; Yang Lei; Huang, A.; Das, M., "Performance comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A silicon IGBT," Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2013 IEEE , vol., no., pp.3230, 3234, 15-19 Sept. 2013 Hui Zhang; Tolbert, L.M., "Efficiency Impact of Silicon Carbide Power Electronics for Modern Wind Turbine Full Scale Frequency Converter," Industrial Electronics, IEEE Transactions on , vol.58, no.1, pp.21, 23, 26, 28, Jan. 2011 Sivkov, O.; Novak, M., "Implementation of SiC inverter for high frequency, medium voltage applications," Mechatronics - Mechatronika (ME), 2014 16th International Conference on , vol., no., pp.477,483, 3-5 Dec. 2014 doi: 10.1109/MECHATRONIKA.2014.7018306 Honggang Sheng; Zheng Chen; Wang, F.; Millner, A., "Investigation of 1.2 kV SiC MOSFET for high frequency high power applications," Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2010 Twenty-Fifth Annual IEEE , vol., no., pp.1572,1577, 2125 Feb. 2010 Nayak, P.; Krishna, M.V.; Vasudevakrishna, K.; Hatua, K., "Study of the effects of parasitic inductances and device capacitances on 1200 V, 35 A SiC MOSFET based voltage source inverter design," Power Electronics, Drives and Energy Systems (PEDES), 2014 IEEE International Conference on , vol., no., pp.1,6, 16-19 Dec. 2014 Kono, H.; Takao, K.; Suzuki, T.; Shinohe, T., "High-speed and low switching loss operation of 1700 V 60 A SiC MOSFETs installed in low parasitic inductance module," Power Semiconductor Devices & IC's [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] (ISPSD), 2014 IEEE 26th International Symposium on , vol., no., pp.289,292, 15-19 June 2014 Teulings, W.; Schanen, J.L.; Roudet, J., "MOSFET switching behaviour under influence of PCB stray inductance," Industry Applications Conference, 1996. Thirty-First IAS Annual Meeting, IAS '96., Conference Record of the 1996 IEEE , vol.3, no., pp.1449,1453 vol.3, 610 Oct 1996 Xiao, Y.; Shah, H.; Chow, T.P.; Gutmann, R.J., "Analytical modeling and experimental evaluation of interconnect parasitic inductance on MOSFET switching characteristics," Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2004. APEC '04. Nineteenth Annual IEEE , vol.1, no., pp.516,521 Vol.1, 2004 Yamamoto, M., "Full SiC soft switching inverter — Stability performance for false turn on phenomenon," Power Electronics and Drive Systems (PEDS), 2013 IEEE 10th International Conference on , vol., no., pp.159,164, 22-25 April 2013 Awwad, A.E.; Birgel, P.; Dieckerhoff, S., "Investigation of 1.2 kV SiC MOSFETs for hard- and soft-switching converters," Power Electronics and Applications (EPE'14-ECCE Europe), 2014 16th European Conference on , vol., no., pp.1,10, 26-28 Aug. 2014 Li, Helong; Munk-Nielsen, Stig, "Challenges in Switching SiC MOSFET without Ringing," PCIM Europe 2014; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management; Proceedings of , vol., no., pp.1,6, 20-22 May 2014 Michel Mardiguian, Donald L Sweeney, Roger Swanberg, "Controlling Radiated Emissions bz design". Third Edition, ISBN 978-3-319-04770-6 Kadavelugu, A.; Baliga, V.; Bhattacharya, S.; Das, M.; Agarwal, A., "Zero voltage switching performance of 1200V SiC MOSFET, 1200V silicon IGBT and 900V CoolMOS MOSFET," Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2011 IEEE , vol., no., pp.1819,1826, 17-22 Sept. 2011 F. Merienne, J. Roudet, JL. Schanen, “Switching disturbance due to source inductance for a power MOSFET: analysis and solutions,” Power Electronics Specialists Conference. PESC ’96 Record., 27th Annual IEEE,1996, vol. 2,pp.1743-1747. B. Yang, J. Zhang, “Effect and utilization of common source inductance in synchronous rectification,” in Proc.IEEE APEC, 2005, vol. 3, pp. 1407-1411. Tiefu Zhao; Jun Wang; Huang, A.Q.; Agarwal, A., "Comparisons of SiC MOSFET and Si IGBT Based Motor Drive Systems," Industry Applications Conference, 2007. 42nd IAS Annual Meeting. Conference Record of the 2007 IEEE , vol., no., pp.331,335, 23-27 Sept. 2007 Rodriguez, M.; Rodriguez, A.; Miaja, P.F.; Sebastian, J., "Analysis of the switching process of power MOSFETs using a new analytical losses model," Energy Conversion Congress and Exposition, 2009. ECCE 2009. IEEE , vol., no., pp.3790,3797, 20-24 Sept. 2009 Stevanovic, L.D.; Matocha, K.S.; Losee, P.A.; Glaser, J.S.; Nasadoski, J.J.; Arthur, S.D., "Recent advances in silicon carbide MOSFET power devices," Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2010 Twenty-Fifth Annual IEEE , vol., no., pp.401,407, 21-25 Feb. 2010 Rixin Lai; Lei Wang; Sabate, J.; Elasser, A.; Stevanovic, L., "Highvoltage high-frequency inverter using 3.3kV SiC MOSFETs," Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), 2012 15th International , vol., no., pp.DS2b.6-1,DS2b.6-5, 4-6 Sept. 2012 Xun Gong; Ferreira, J.A., "Investigation of Conducted EMI in SiC JFET Inverters Using Separated Heat Sinks," Industrial Electronics, IEEE Transactions on , vol.61, no.1, pp.115,125, Jan. 2014 46 Inter-area Power Oscillation and Potential Application Phasor Measurement Units for the 500kV VietNamese Power System Le Thi Minh Trang. MSc, Mechanical Engineering Faculty, CTU in Prague Email: [email protected] substations. This problems create high power swings in the regions and outweigh transmission capacity of power system. The fact experience has proved that the power flow is calculated and researched carefully to ensure the boundary values of: (1) Voltage stability, (2) Transient stability. Abstract— The Vietnamese power system is being expanded, upgraded, along with the construction of the power lines and new substations. The development of the Extra High Voltage network of 500kV and interconnections with regions play an important role in the unified power system operation safely and continuously [5][7] . However, in the recent years, the continuous growth in electricity consumption need an optimization in power systems and higher complexity in their operation [4]. In the different operating modes, the transmission networks often transmitted the large amount of capacity among regions and therefore they were limited by the risk of instability due to interarea power oscillations [7][8]. To meet the requirements of the National Electrical System operation, the automatic control equipment, data collection and disturbance recorders are used more commonly. In the context of this paper, power system analysis through the events could certainly benefit from the synchronized phasor measurements provided by Phasor Measurement Units (PMU) [2] Hiep Hoa Son La Hoa Binh Thuong Tin Nho Quan Quang Ninh Mong Duong 2 Ha Tinh Note 500kV power plant Da Nang 500kV substration Thach My 500kV line Doc Soi Keywords- 500kV power grid, inter-area power oscillations, Power system, Operation, 500kV, Stability, phasor measurement unit (PMU), National Load Dispatch Centre (NLDC), Electricity of Vietnam (EVN). Ialy Pleiku Dinh Linh 1....23 No. Nodes Nha Be Dac Nong Phu My Tan Dinh I. STEADY–STATE OPERATIONAL MODES AND THE Phu Lam DISTURBANCES OF THE 500KV POWER GRID O Mon Cau Bong A. Electricity transmission problems and the 500kV power grid stability The 500kV power grid started operations in 1994 and connects the electrical system of three areas, North, Central and South, into a unified system. Through the end of 2014 the 500kV grid continues to be reconstructed to shape the backbone of the national electricity system, which connects all areas and load centers to the power generators. Its total length is 6756km and the total number of substations is 23 units with a total capacity of 21900MVA (statistic 2014) (Fig.1) [4] Due to the geographical characteristics of the country and different operational modes, the 500kV line linking NorthCentral–South power system often transmit the high capacity, especially Nho Quan-Ha Tinh-Da Nang (NQ-HT-DN) line on Northern-Central transmission interface and Pleiku-Doc Soi (PK-DS) line on Central-Southern transmission interface. The capacity exchanges among the 500kV domains are increasing and shown in Table 1-1 [4][8] Song May Vinh Tan Fig.1- The 500kV Power System Vietnam Table 1-1- Annual transmission electricity between domains and estimated electricity for years from 2015-2020 Annual transmission electricity (GWh) Transmission Interface 2014 2015 2016 2017 2018 2019 2020 North-Central 9678 12009 17460 18921 18513 17932 15091 Central-North -142 0 0 0 0 -44.3 -124 9535 12009 17460 18921 18513 17888 14967 Central-South 15456 17493 22419 22523 20423 18231 21769 South-Central -30 0 0 0 0 0 0 15426 17493 22419 22523 20423 18231 21769 Power transfer over this long line leads to heavy reactive losses and subsequent degradation of voltages at 500kV 47 autotransformer at the Ha Tinh substation, 424MW from automatic load shedding by lower frequency protection, 125MW from special load shedding [11] Fig.2.Transmission capacity in the 500kV NorthernSouthern power lines (source: Annual Operating Summary 2014 and appendices -National Load Dispatch Centre of Vietnam) Fig.3. Total country load and regional load in South, North and Central (respective 4 curves from up to down) Vietnamese power system (blackout day on 5/17/2005). The voltage collapse phenomenon of the 500kV line occurs when voltage decreases of the busbars at the power receiving ends. On the other hand, this problem may also appear on the power receiving ends as there are faults on the 500kV crucial lines or significant losses of large power sources (generator incident, problems by gas cutting....). According to the calculated results with the 2014 power infrastructure, voltage collapse can occur in the peak load hours on the Ha Tinh-Da Nang line when it transmits over 2400/1980MW with 2/1 feeders and on the line from Pleiku to Phu Lam nearly 3600/2600MW with 3/2 feeders [8] (2) The second incedent at 2:43 pm on December 27, 2006 at the 500kV Pleiku substation. A 500kV circuit breaker did not trip as commanded due to the loss of its DC source. A Breaker Failure relay acted upon the failure, tripping a busbar of the Pleiku substation. Unfortunately, during that time, another circuit breaker connected to the other busbar of Pleiku was out of operation, causing the power to flow from Ialy to Phu Lam and back to Pleiku busbar and then to Da Nang busbar. The power swing happened in this case because of the weak interconnection. Simulation of power swing is recorded in Figure 4 [7]. The transient stability limit of the 500kV line is violated when the system becomes unstable after large disturbance such as the tripping of a 500kV circuit breaker. According to internal simulations carried out in National Load Dispatch Centre (NLDC) have shown that instability can happen when the line is heavily loaded, especially with Nho Quan-Ha TinhDa Nang line and Pleiku-Phu Lam line. When one 500kV line in system is cut off, the expected transmission limit on NorthCentral-South line was approximately 1600MW and 2300MW in 2014 (adequately three 500kV feeder lines). For solving these disturbances, the appearance of the special load shedding circuits in aspect frequency and voltage plays an importance role on reducing inter-area disturbances and enhancing stability [4][8] B. Some recent blackouts At the beginning, the 500kV power system was in a very good operating condition with only a few incidents. However, after about 10 years in operation, the equipment began having problems and the high load requirement, which led to some blackouts in recent years. The Vietnamese power system has suffered for few days without electricity in some wide areas of the country in recent years. Fig. 4. Simulation of power swing in Ialy-Phu Lam and DaNang-Pleiku line, Dec 27th, 2006 (Source: National Load Dispatch Centre of Vietnam) (3) Power swing at the 500kV Da Nang substation: at 11:30 am on April 24, 2008, there was a power swing on the 500kV Pleiku–Da nang line. Distance relay at the Da Nang station recognized this swing on the line. At that time, the 500kV Da Nang-Ha Tinh line was operating with a single circuit. The Pleiku–Da Nang was transmitting 1040MW, Da Nang–Ha Tinh was transmitting 690MW. Many instability incidents have been recorded since the operation of the 500kV lines. Typical contingencies in the past that resulted in instability are: (1) One incident at 9:57:05pm on May 17, 2005 at the 500kV Da Nang substation, one capacitor came from series capacitor at Ha Tinh end in the 500kV Ha Tinh–Da Nang line exploded. It led to automatic bypassing of this whole series capacitor at the 500kV Ha Tinh substation. When a power of 736MW had been transmitting from Ha Tinh to Hoa Binh, circuit breaker of the 500kV Ha Tinh–Hoa Binh line tripped all three phases due to distance protection with three phases power swing protection function. The 500kV Vietnamese power system was divided into two separate parts at circuit breaker position of the 500kV Ha Tinh substation. The total lost load for this blackout was 1074MW (779MW in North and 295MW in Central). 779MW lost load in North included 230MW from The swing caused the circuit breakers to trip the 500kV Da Nang–Ha Tinh, Da Nang–Pleiku lines. Then the Ha TinhDa Nang line was isolated. The over-voltage relay followed and tripped the Ha Tinh–Nho Quan line. Record of the swing is shown in Figure 5. 48 II. POTENTIAL APPLICATION OF PHASOR MEASUREMENT UNITS A. Phasor measurement units (PMUs) The effective operation of power systems in the present and the future depends to a large extent on how well the emerging challenges are met today. Power systems continue to be stressed as they are operated in many instances at or near their full capacities. In order to keep power systems operating securely and economically, it is necessary to further improve power and control system protection. Synchronized phasor measurements-also known as phasor measurement units (PMUs)-are ideal for monitoring and controlling dynamic power system performance, especially during high-stress operating conditions [2]. PMUs can enhance grid reliability for both real-time operations and off-line planning applications and they are used for the wide area monitoring systems (WAMS) at the control centre of the national grid, and they are the direct source of the dynamic information for the post-disturbance analysis. Disturbed with the small-signal, the power system exposed the dynamic performance of the oscillation such as the inter-area oscillation mode, the local oscillation mode. These dynamic performances data recorded in the PMUs are the motivation for the post-disturbance analysis. The power system oscillation assessments can use the event data from the PMUs consisting of the phasor voltage, the phasor current, the frequency, and the rate of change of frequency. The power system oscillations were evaluated from the actual system disturbances data, for example, the switching of the transmission line, the loss of the generation and the switching of the transformer [1] [6][10]. Fig.5. Power swing recorded at Da nang 500kV Substation, April 24th, 2008 (Source: National Load Dispatch Centre of Vietnam). Many other blackouts in recent years in Vietnam on 10/04/2012, 11/18/2012, 04/02/2013, 04/26/2013 and 05/22/2013–showed tripping by power swing protection of the 500kV power system [8]. The blackout on 10/04/2012: Tripped two 500kV Di LinhTan Dinh line and then the South power system was isolated. Sequence of events were analyzed from the data concentrators in the Di Linh, Tan Dinh, Phu Lam and Dac Nong substations through SCADA system. Howerver, the large time-shift on relays at substations by without time synchronous unit created a lot of difficulties in event detection. In addition, the design, calibration special load shedding also met difficulties in preventing to isolate local system when having the similar disturbances. B. Application PMUs in the Vietnamese power system In order to increase power transmission capacity across the existing power system infrastructure, coupled with long line distances and large separations between generation and load ( the data of substation and lines were shown in Fig. 6), Electricity of Vietnam (EVN) required a system that would operate with improved efficiency and service reliability. From PMUs, EVN implemented a wide-area synchrophasor monitoring system to provide a real-time display of synchronized values. With this information, operators can improve system performance and stability [9] The blackout on 11/18/2012: The current transformer of circuit breaker at the 500kV Ha Tinh sustation was exploded. This event triped 7 circuit breakers at 500kV Ha Tinh substration, 2 Da Nang-Ha Tinh parallel lines and 2 Nho QuanHa Tinh parallel lines. Because the distance relays were without the wave recorders at substrations, it out-weighted the disturbance analysis. The blackout on 04/02/2013: Stopping the Ca Mau-2 power plant (620MW) and the Phu My-1 power plant (174MW). The voltage at the 500kV Phu Lam, Tan Dinh busbars dropped out to 417-427kV. At that time, the operation engineers must be load shedding (300MW) at the 110kV votage to ensure the South voltage stability. 500kV power network (data 12/31/2014) Number substations: 23 Transmission line: 6.756km Total power: 21.900MVA The blackout on 04/26/2013: Because operational condition commanded to bypass 2 series capacitors at Nho Quan in the Nho Quan-Ha Tinh line and 4 series capacitors at Ha Tinh in the Ha Tinh-Da Nang line, it created power swings and tripped 2 Ha tinh-Da Nang parallel lines. The North-Central-South power system, therefore, was local isolated. Northern Region Number substations: 08 Transmission line: 5.141km Total capacity: 8.100MVA The blackout on 05/22/2013: Blackout in the Di Linh-Tan Dinh line led to trip some generators in South region and the Dac Nong-Phu Lam line. This event cut off electricity to the entire power system. Central Region Number substations: 03 Transmission line: 1.231km Total capacity: 1.800MVA Central Region Number substations: 03 Transmission line: 1.231km Total capacity: 1.800MVA Any incident on the 500kV line can cause negative effects not only to the large load centers but also to the large power plants. Therefore, Electricity of Vietnam need to a proper challenge for improving stable operation of hole power system. Fig.6. 500kV Vietnamese transmission network (Source: National Load Dispatch Centre of Vietnam 12/31/2014). 49 Proposal on Roadmap of Smart Grid Development in Vietnam approved by the Prime Minister in the decision number 1670/QD-TTg dated 11/08/2012. This is the most important document related to Smart Grid development in Vietnam and the proposal orients Vietnam's electricity growth for 2012-2016. The targets of this decision: “Proposal the applications to improve stability and optimize operation in transmission and distribution systems. Reducing electricity loss, enhancing the disturbance recorders and event detectors, preventing inter-area blackouts to ensure the 500kV transmission system safely”. The disturbance recorders, therefore, need to be equipped more PMUs to respond proposal on Roadmap of Smart Grid Development in Vietnam”. EVN performed pilot projects in PMUs installation at 500kV substations and power plants, this plan is divided in two stages and shown in Table 1-2. Table 1-2. Pilot PMUs installation at 500kV substations and power plants Stage 1 Fig.8. Voltage and phase angle (voltage) measurement desktop (demo) Stage 2 -500kV power system PMUs project Total PMUs 500kV power system - Power plants Northern region Central region Southern region Northern region Central region Southern region 20 16 22 >32 >16 >42 Fig.9. Frequency and frequency changing speed measurement desktop (demo) Fig.7. PMUs location in Vietnamese power system The major applications of PMUs will be used in the areas (shown in fig.8, fig.9, fig.10, fig.11). Fig.10. Power flow measurement desktop (demo) • Improvement on State Estimation • Oscillation Detection and Control • Voltage Stability Monitoring and Control • Load Modeling Validation • System Restoration and Event Analysis Fig.11. The phase angle sentivity desktop (demo) 50 III. CONCLUSION Following to operational problems and the number of disturbances happening in the 500kV power system in recent years, EVN implemented pilot PMUs installation at 500kV substations and power plants to improve power system performance and reliability through voltage and angle stability monitoring and long-term power system data recording. IV. ACKNOWLEDGMENT The author gratefully acknowledge Professor Ivan Uhlir from faculty of mechanical engineering, Czech Technical University for his recommendation and advice on this paper. V. REFERENCES Matiari, "Damping of Electromechanical Oscillations in Power Systems using Wide Area Control," Universität Duisburg, Pakistan, 15.07.2010. [2] Electric Power Research Institute, "Phasor Measurement Unit (PMU) Implementation and Application," USA, October 2007. [1] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] North American Electric Reliability Conporation, RealTime Apllication of synchrophasors of Improving Reliability, American, 10/18/2010. Matthias Sebastian Leitl, "Analysis of the Power System of Vietnam," Technische Universität München, Singapore, September 2014. Annex Power, "Market potential for smart grid technology in Thailand and Vietnam," Deutsche Gesellschaft für Internationale Zusammenarbeit (GIZ) GmbH, Köthener Str. 2, 10963 Berlin, Germany, January 2013. Atsawin Nunthachai , "The Utilizing Phasor Measurement Units for the Power System Oscillation Assessments of Thailand," in CIGRE-AORC, China, Sept.3-5, 2013. N. S. Hai and N. T. Huu, "Operational Problems and Chalenges in Power System of Vietnam," National Load Dispatch Centre of Vietnam, Ha Noi,Viet Nam, 2014. N. D. Ninh, "Annual operating summary 2014 and appendices," National Load Dispatch Centre of Vietnam, Ha Noi, 2014. T. A. Thai, N. D. Cuong, H. T. Binh and H. Sarah, "Application of an IEC 61850 and Synchrophasor Solution for Electricity of Vietnam," in 11th Annual Western Power Delivery Automation Conference, Spokane, Washington, April 7–9, 2009. K. Uhlen, L. Warland, J. O. Gjerde, O. Breidablik, M. Uusitalo, A. B. Leirbukt and P. Korba, "Monitoring Amplitude, Frequency and Damping of Power System Oscillations with PMU Measurements," IEEE, 2008. D. T. Viet and L. H. Hung, "Vietnamese 500kV Power System and Recent Blackouts," IEEE, 2008. 51 Autíčko na nakloněné rovině a Soustava dvou propojených nádrží – nové reálné úlohy pro virtuální laboratoř Rover on a sloped plane and Two interconnected tanks – new real task for virtual laboratory Stanislav Vrána Pavel Trnka Ústav přístrojové a řídicí techniky České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní Praha, Česko [email protected] Ústav přístrojové a řídicí techniky České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní Praha, Česko [email protected] Matěj Kuře Petr Maršík Ústav přístrojové a řídicí techniky České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní Praha, Česko [email protected] Ústav přístrojové a řídicí techniky České vysoké učení technické v Praze, Fakulta strojní Praha, Česko [email protected] potřebě modernizace jejich elektroniky. Abstrakt—Úlohy Autíčko na nakloněné rovině a Soustava dvou propojených nádrží byly rozšířeny o možnost jejich ovládání vzdáleně přes internet. Jejich původní elektronika byla nahrazena minipočítačem Raspberry Pi, který umožnil nasazení řídicího systému REX na tyto úlohy. Díky tomu je možné úlohy řídit pomocí webového rozhraní a je tak možné úlohy začlenit jako součást virtuální laboratoře. Při modernizaci elektroniky bylo zvoleno nasazení minipočítače Raspberry Pi. Díky tomu je možné je možné k řízení použít jakéhokoliv softvérového nástroje schopného běžet v operačním systému Linux. Pro obě úlohy byl vybrán řídicí systém REX vyvíjený na Západočeské univerzitě v Plzni, jednak kvůli předcházejícím zkušenostem s tímto řídicím systémem při experimentech s kotli Verner A25 [3][4] a Fiedler [5] a s nasazením na úlohu Soustava tří propojených nádrží [6], jednak kvůli tomu, že poslední verze řídicího systému REX umožňuje tvorbu vizualizací prostřednictvím technologií z rodiny HTML5, takže pro zobrazení vizualizace postačuje běžný webový prohlížeč a pro vizualizaci není potřebný další počítač se serverem OPC [1]. Klíčová slova—autíčko, nakloněná rovina, soustava, nádrž, řízení, regulace, vzdálený přístup, virtuální laboratoř Abstract—The task Rover on a sloped plane and The cascade of two interconnected tanks were modified to allow their control remotely via internet. Their original electronics were replaced by a minicomputer Raspberry Pi, which allowed the use of REX control system. Due this, it is possible to control both tasks via web page based interface and they are possible to include into the virtual laboratory. II. Keywords—rover, sloped plane, cascade, tank, control, remote access, virtual laboratory I. POPIS ÚLOH A. Autíčko na nakloněné rovině Úloha představuje autíčko pohybující se po nakloněné ÚVOD u Virtuální laboratoř Ústavu přístrojové a řídicí techniky vlab.fs.cvut.cz obsahuje kromě plně virtuálních úloh také reálnou úlohu Wattův roztěžník. Kvůli trendu zpřístupňovat reálně řízené úlohy vzdáleně ve větší míře vznikla myšlenka doplnit do virtuální laboratoře Ústavu přístrojové a řídicí techniky nové úlohy. K tomu byly vybrány dvě úlohy: Autíčko na nakloněné rovině a Soustava dvou propojených nádrží. Tyto úlohy byly zvoleny ze dvou důvodů – kvůli jejich rozměrům a tedy jejich snadnému zobrazení pomocí webové kamery a M KM e y w Regulátor Tato práce byla podpořena grantem Studentské grantové soutěže ČVUT č. SGS13/179/OHK2/3T/12 a projektem IRP Inovace laboratoří pro výuku skupiny předmětů "Prostředky automatického řízení" Obr. 1 Schéma úlohy Autíčko na nakloněné rovině 52 rovině (viz obr. 1). Poloha autíčka (regulovaná veličina y) je snímána optickým snímačem a rychlost autíčka je ovládána řízením střídy PWM napájení motoru M autíčka (akční veličina u). Autíčko se může pohybovat pouze dopředu, couvání autíčka je možné pouze unášením pohyblivou vozovkou. e Regulátor Nakloněná rovina obsahuje dva pohyblivé pásy, které představují ubíhající silnici a po kterých se autíčko pohybuje. Pásy jsou uváděny do pohybu dvojicí krokových motorů KM, jejich vhodným ovládáním může být nastavována rychlost (a směr) pohybu pohyblivých pásů. u w h1 h2 Autíčko může být ovládáno ručně nebo může být poloha autíčka regulována zvoleným typem regulátoru. B. Soustava dvou propojených nádrží Úloha se skládá ze dvou vzájemně propojených vodních nádrží, čerpadla a zásobníku vody (viz obr. 2). Čerpadlo je reverzibilní, umožňuje čerpat nejenom vodu ze zásobníku do nádrže, ale i z nádrže zpět do zásobníku. Je možné měřit výšku hladiny v obou nádržích. Výtok ze soustavy nádrží může být nastaven pomocí ručně ovládaného kohoutu. Obr. 2 Schéma úlohy Soustava dvou propojených nádrží kromě možnosti vizualizace prostřednictvím OPC serveru a SCADA/HMI je možné vytvářet vizualizace také pomocí HTML5, Původní řízení úlohy bylo založeno na využití Control jednotky CTRL-v3 a programu Matlab. je multiplatformní, kromě verze pro počítače PC s operačním systémem Windows, existují i verze pro PC s operačním systémem Linux, IPC s operačním systémem Pharlap ETS, programovatelné automaty PAC WinCon a WinPAC a minipočítač Raspberry Pi. Kromě toho jsou řídicím systémem podporovány i některé USB moduly National Instruments. III. NOVÁ ELEKTRONIKA A ŘÍDICÍ SYSTÉM Protože cílem bylo ovládání obou úloh vzdáleně prostřednictvím internetu, byla původní řídicí elektronika obou úloh nahrazena minipočítačem Raspberry Pi doplněným o Arduino, kdy Arduino je použito pouze jako vstupně/výstupní brána minipočítače Raspberry Pi. Tento přístup umožňuje v případě potřeby snadno vyměnit Rspberry Pi za jiný řídicí počítač, protože Arduino je k Raspberry připojeno pomocí sběrnice USB. Podobně jako Simulink, i REX umožňuje používání bloků s uživatelem definovanými funkcemi. IV. WEBOVÉ ROZHRANNÍ Nástroje řídicího systému REX, programy RexDraw a RexView, sice umožňují vzdálené ovládání a monitorování stavu úloh, v tomto případě je ale nutné rozumět schématu řídicího algoritmu úloh a tento způsob je navíc nevhodný pro začlenění do virtuální laboratoře. Pokud by bylo nutné pouze monitorovat průběh veličin, bylo by dostatečné webovou stránku úlohy doplnit o Javový aplet Rex Trend, který navíc umožňuje i export dat ve formátu vhodném pro další zpracování v programu Matlab, ale už neumožňuje nastavování parametrů úlohy uživatelem. Jako operační systém minipočítače je použit Raspbian, což je linuxová distribuce založená na distribuci Debian. Pro řízení byl vybrán řídicí systém REX. REX umožňuje grafický návrh vlastního řídicího algoritmu podobným způsobem, který je použitý v prostředí Simulink programu Matlab. Navíc je REX se Simulinkem kompatibilní, takže je možné navrhovaný řídicí algoritmus i odsimulovat, případně provést celý návrh přímo v Simulinku. Pouze je nutné do Simulinku doplnit knihovnu funkčních bloků REXu, knihovnu RexLib. Některé z dalších výhod řídicího systému REX: Pro začlenění úlohy do virtuální laboratoře je vhodnější využít RexHMI, který umožňuje vytvořit HMI ve formě webové stránky založené na technologiích z rodiny HTML5 [7]. RexHMI poskytuje kompletní JavaScriptovou knihovnu WebBuDi pro kompletní návrh HMI z předdefinovaných ovládacích prvků, ale je také možné využít RexHMI pouze pro nastavování a čtení hodnot proměnných řídicího algoritmu a vlastní webovou stránku s HMI vytvořit přímo v HTML. Funkce pro čtení či zápis je možné psát buď přímo do příslušných tagů jednotlivých prvků jako hodnoty parametrů ONCLICK, ONCHANGE, apod., případně tyto funkce periodicky spouštět pomocí funkcí JavaScriptu setInterval nebo setTimeout. Příjemnější je ale využít možností jQuery, které mimo jiné umožní umístit všechny funkce pro umožňuje celý řídicí algoritmus rozdělit do dílčích algoritmů, které mohou být spouštěny s různou periodou a s různou prioritou běhu, pomocí nástroje RexView je možné monitorovat chování řídicího algoritmu a sledovat jednotlivé proměnné algoritmu, pomocí komunikačního funkčního bloku je možné propojit řídicí algoritmy na různých počítačích a vytvářet tak distribuované řídicí systémy, je možné i propojení se Simulinkem, což otvírá možnost některé složitější výpočty provádět v něm, 53 Obr. 3 První varianta webového HMI úlohy Autíčko na nakloněné rovině čtení a zápis hodnot proměnných řídicího algoritmu na jedno místo v kódu HTML stránky. V. DALŠÍ VÝVOJ WEBOVÉHO ROZHRANNÍ Protože první varianta webového HMI slouží spíše jako jednoduchá ukázka možností využití řídicího systému REX pro vzdálené ovládání úloh. Možnosti systému REX jsou ale mnohem větší, protože k němu existují JavaScriptové knihovny REX.UI a REX.UI.CHARTS, které umožňují do webového HMI vložit prvky display, posuvník, bargraf a především interaktivní graf průběhů hodnot veličin [2]. Tímto směrem bude rozšířeno webové HMI úlohy Autíčko na nakloněné rovině, toto rozšíření je tématem bakalářské práce studenta Matěje Kuře. Obecně je možné pomocí JavaScriptu podle hodnot proměnných řídicího algoritmu ovlivňovat jakýkoliv prvek HTML stránky. Kromě toho nově vyvíjené webové HMI umožňuje přizpůsobit se zařízení, na kterém je zobrazováno, a podle toho změnit rozmístění ovládacích a zobrazovacích prvků. Možný je též přístup k HMI z několika zařízení současně, přičemž změny parametrů provedené z jednoho zařízení se projeví v HMI zobrazeném na ostatních zařízeních. První varianta webového HMI úloh byla vytvořena přímo v HTML s využitím funkcí RexHMI pro nastavování a čtení hodnot proměnných řídicího algoritmu. Tato první varianta webového HMI úlohy Autíčko na nakloněné rovině je ukázána na obr. 3. Webová stránka je rozdělena horizontálně na dvě části. V levé části stránky je zobrazen ovládací panel, v právě části je dostupné online video, pomocí kterého je možné sledovat aktuální stav úlohy. V horní části ovládacího panelu jsou zobrazeny veličiny společné pro všechny režimy řízení, tj. poloha autíčka (regulovaná veličina y), žádaná hodnota polohy autíčka (w) a akční zásah (střída PWM u v %). Pomocí volby reset polohy autíčka je možné nastavit aktuální polohu autíčka jako počáteční (výchozí, nulovou). První varianta webového HMI úlohy Soustava dvou propojených nádrží vypadá podobně. Kromě prohlížeče Internet Explorer všechny současné rozšířené prohlížeče umožňují k zobrazení videa ve stránce použít standard MJPEG. Internet Explorer standard MJPEG nepodporuje, pro zobrazení videa v prohlížeči Internet Explorer je nutné využít objekt ActiveX, který je s webovými kamerami dodáván. Webové HMI tak musí provést test, který webový prohlížeč je k zobrazení webového HMI použít. Kvůli prohlížeči Internet Explorer 10, který v režimu standardů neodesílá ve svém identifikačním řetězci (user-agent) text MSIE již pro detekci prohlížeče nepostačuje test na přítomnost řetězce MSIE, pro správnou identifikaci je nutné testovat ještě přítomnost řetězce trident. Jinou možností je vytvořit vektorovou vizualizaci v programu Inkscape, pro který existuje zásuvný modul umožňující interakci vektorového obrázku a řídicího algoritmu REX [8]. Vizualizace vytvořená v programu Inkscape je tématem bakalářské práce Petra Maršíka. VI. ZÁVĚR Příspěvek ukazuje možnosti řídicího systému REX a jeho využití v nových úlohách pro virtuální laboratoř vlab.fs.cvut.cz. Úlohy samotné prezentované v příspěvku je možné v dané chvíli ovládat přes internet a existuje k nim webové HMI. V rámci bakalářských prací jsou vytvářena nová webová HMI, 54 po jejich implementaci na úlohy budou úlohy začleněny jako plnohodnotná součást virtuální laboratoře vlab.fs.cvut.cz [5] REFERENCES [1] [2] [3] [4] Š. Ožana, “ Možnosti řízení a vizualizace výukových fyzikálních modelů pomocí řídicího systému REX,” Automa, č. 1/2015, s. 12-13, Leden 2015. ISSN 1210-9592 J. Skyba, Vývoj úloh vzdálené a virtuální laboratoře založených na technologii HTML 5. Plzeň: Západočeská univerzita v Plzni, 2013. Diplomová práce B. Šulc, J. Hrdlička, M. Lepold, S. Vrána,, “Control for Ecological Improvement of Small Biomass Boilers,” in Proceedings of IFAC Symposium on Power Plant and Power Systems, Y. Majanne , Ed. Tampere: IFAC, 2009, s. 120-125. ISBN: 978-3-902661-48-7, ISSN: 1474-6670 S. Vrána, V.Plaček, “Vývoj nového regulačního algoritmu kotle Verner s podporou programu MATLAB,” in Technical Computing Prague. Praha: Humusoft, 2008, s. 119-123. ISBN: 978-80-7080-692-0 [6] [7] [8] 55 S. Vrána, C. Oswald, V. Plaček, B. Šulc, and P. Neuman, “Neural Network Evaluation of Combustion Process for Continuous Control of Small Scale Biomass Fired Boilers,” in Proceedings of The 19th World Congress of the International Federation of Automatic Control, E. Boje and X. Xia, Eds. Cape Town: IFAC, 2014, s. 1440-1445. ISBN: 978-3902823-62-5, ISSN: 1474-6670 S. Vrána, “Three Tanks Cascade Control with the Use of Rex Control System,” in Nové metody a postupy v oblasti přístrojové techniky, automatického řízení a informatiky. Praha: České vysoké učení technické v Praze, 2008, s. 128-133. ISBN: 978-80-01-04765-1 “HMI pro automatizaci bazénu pomocí Raspberry Pi,” REX Controls [online], vyd. 2014-07-06, akt. 2014-12-12, cit. 2015-04-15. dostupné na https://www.rexcontrols.cz/clanky/hmi-pro-automatizaci-bazenupomoci-raspberry-pi “Grafické HMI pro automatizaci bazénu pomocí Raspberry Pi,” REX Controls [online], vyd. 2014-08-13, akt. 2014-12-12, cit. 2015-04-15. dostupné na https://www.rexcontrols.cz/clanky/graficke-hmi-proautomatizaci-bazenu-pomoci-raspbe Technologie na scestí Josef Zicha Ústav přístrojové a řídicí techniky Fakulta strojní, ČVUT v Praze Praha, Česká republika [email protected] s čerstvě vyvařeným prádlem neporoučel na podlahu nebo na dvoreček. Naprosté ignorantství elementárních konstruktérských zásad způsobují nepoužitelnost a navíc neopravitelnost těchto zařízení. Abstrakt—Článek popisuje zamyšlení nad technologiemi a konstruktérskými zásadami Keywords—Technologie I. Daleko horší je to u tzv. skládacího zahradního nábytku (opět si dovoluji připomenout jednu pasáž ze Saturnina) a nebo skládacích schůdků pro domácí práce, které by měly být dodávány s poukazem na hospitalizaci po použití. Otočná spojení vyrobená z hliníkových trubičkových nýtků, poddimenzovaná šroubová spojení s naprosto nevhodným způsobem namáhání a další radosti jsou zdrojem zábavy a negativního poučení pro domácí kutily, kteří se snaží dodat těmto šelmosmrtičům funkceschopnost, kterou nikdy neměly. ÚVOD Žijeme v době, kdy na každém kroku jsme přesvědčováni o moci techniky a to nejen v oblastech ryze technických, jakými jsou např. strojařina se svým vlivem na energetiku, dopravu a podobné disciplíny a nebo elektrotechnika, viditelně působící v obrovské oblasti spotřebních výrobků např. komunikačních. Z podstaty věci jsou tyto uvedené a mnohé další produkty kvalitní v tom smyslu, že mnohonásobně „přežijí“ záruční dobu a dobře fungují až do svého morálního zastarání a nebo do konce plánované životnosti. Bohužel, existuje neprázdná množina výrobků, které svým provedením a nefunkčností ničí pověst techniky v očích veřejnosti, přestože současná nabídka strojů, nástrojů, měřidel, materiálu a teoretického (nebo lépe „znalostního“) zázemí svou pestrostí mnohonásobně převyšuje i bujné představy před několika desetiletími. Tomuto typu „produktů“ a jejich „pachatelům“ jsou věnovány následující řádky. II. Do rukou se nám dostávají i produkty, které jsou zdánlivě dlouhodobě osvědčené, leč však od doby svého vzniku neprošly revizí. Motyka je dle mého odhadu nástroj starý alespoň 4 tisíciletí. Vášnivě však popírám tu možnost, že za celou tuto dobu existovala motyka, která by po chvíli práce nevypadávala z násady. Délka vsazení srovnatelná se jmenovitým rozměrem násady totiž vylučují dlouhodobou stabilitu. Z moderní doby máme dalšího adepta pro zlepšovatelské hnutí. Je to obyčejný stolní mlýnek na maso a jiné kuchyňské komodity, který ignoruje přes 2500 let starý axiom popsaný Euklidem o tom, že přímka je definována dvěma body. Nikdy se vám nepodaří upevnit toto zařízení na stůl tak, aby se po chvíli práce nezačalo vrtět. Náprava dotažením šroubu nástavnou tyčí je jen pokusem, jak vyvrtat do okraje stolu díru nevhodným nástrojem a nebo jak strhnout závit. CO PŘINÁŠÍ ŽIVOT Snad nejlepší popis současné situace naleznou zájemci v oblíbené humoristické knize „Saturnin“ ve filipice Dr. Vlacha na téma „Řemesla“. K tomu dodávám pár osobních zkušeností. Máte-li kolem sebe hromadu dětí nebo vnoučat, tak víte, že od nejútlejšího věku se jejich zájem soustřeďuje na fenomén moderní doby, kterým je nesporně automobil. Na trhu také můžete vybrat hračku z nespočetného množství modifikací, ale jen několik málo výrobců si povšimlo, batolata se při lezení o autíčko opírají , takže hřídelky koleček o Ø 2 mm nebo méně se deformují téměř hned a kolečka odejdou záhy potom. Když se zamyslíte nad obyčejnou klikou u dveří, snadno zjistíte, že v každé domácnosti existuje alespoň jedna klika, která nedrží. Poločas rozpadu tohoto zařízení vás spolehlivě zaměstná na jedno půldne měsíčně, během kterého rezignovaně dotáhnete všechna tato zařízení ve vašem poli působnosti. Dlouhodobě funkční červík axiálně působící na čtyřhran či do záseku na něm patří do říše technických pohádek. Ložiska ve formě díry v plechu nebo v plastu mají životnost srovnatelnou s těmi hřídelkami. Měl jsem to „potěšení“ opravovat kliku tzv. bezpečnostních dveří. Hřídelka čtvercového průřezu neměla axiální zajištění a distanční sloupky byly tak mizerně obrobeny, že by se ně styděl i učedník po prvním frézování v životě. Když člověk vidí moderní obráběcí stroje a nástroje a porovná to s výsledky dosaženými pro „civilní“ použití, je líto toho zkaženého materiálu. Půjdete.li si popovídat s přáteli, poptejte se pod nějakou záminkou co si myslí o stabilitě žehlícího prkna a nebo skládacího sušáku na prádlo. Debata na toto téma se dá ukončit pouze nemalým množstvím tvrdého alkoholu. Producentům toho vybavení domácností patrně nikdy nespadla na zem či na nohu rozpálená žehlička a nebo se sušák 56 Zkuste se posadit na „židličku ke kamnům“, jejíž tvar se optimalizoval posledních 200 let. Pokud chcete tento kus nábytku používat bezpečně, nezbývá, než jej rozebrat, některé části uděláte znova a slepit to dohromady. Jen tak se zbavíte milimetrových vůlí v čepech a klíčových součástí z řídkého odpadu namísto kvalitního kusu dřeva. Ve výčtu bychom mohli pokračovat. Kupujeme svíčky, které nehoří, protože mají knot z jedné nitě, sirky, které neškrtají, protože hlavičky se rozpadnou při styku se škrtátkem, které je vzápětí vydřené až na nosnou dýhu. Jezdíme vlakem kolem hlukových zábran, o kterých se ví, že mohou mít poloviční výšku, přičemž řada z nich je zcela zbytečná. Kola hustíme hustilkou, která netěsní a těsnit ani nemůže díky „zlepšovatelskému úsilí“ o úsporu materiálu u výrobce. Současná výroba věcí pro běžné použití je dále degradována masívní aplikací plastů, které dokonale vyhovují představám „ekonomů“ o tom, jak s minimálními náklady vyrobit co největší množství šmejdu – kulantně řečeno – produktů pro omezený počet použití. S radostným jásotem pozorujeme, evidujeme a statisticky zpracováváme údaje o tocích materiálu, třídění odpadu a opájíme se dalšími umělými kriterii. Zmíněné produkty naší civilizace jsou z valné míry výsledkem tvůrčího úsilí expertů se zápornou technickou invencí, kteří dalekosáhle ignorují výsledky všech forem a oblastí techniky, kterých bylo v průběhu průmyslové revoluce dosaženo. Kouzelným způsobem je uplatňována logistika. Příkladem může být nově rekonstruované nádraží v Říčanech, kde je k dispozici výtah vedoucí od nikud nikam a nástupiště, na kterém zhruba 2 metry před obličejem uhánějí rychlíky rychlostí 110 km/h. Prý podle normy (odhaduji, že pro tramvaje). Na rekonstruovaném Hlavním nádraží v Praze se cestující z 8 m širokého koridoru „zazipují“ na dvoje pohyblivé schody o šířce po 1 m, pro jistotu je to zopakováno třikrát. Naprosté ignorování utváření terénu je dalším zdrojem zbytečně drahých konstrukcí, zrovna tak, jako železobetonová monolitická zábradlí dimenzovaná na přímý náraz rychlíkové lokomotivy. III. ZÁVĚR A NEB : CO S TÍM ? V první řadě by bylo dobře upozornit naše posluchače na nebezpečí praktického života, ve kterém se dostávají pod nekvalifikovaný tlak lidí, kteří mají o technice značně zkreslené představy, pokud vůbec nějaké mají. Naším úkolem je vybavit naše absolventy takovým množstvím poznatků a informací, aby byli způsobilí kvalifikovaně odrážet pokusy o zfušování produktů, za které jsou oni zodpovědní. Musí umět trvat na tom že jedinými podstatnými kriterii jsou kvalita, funkceschopnost a životnost. Tyto tři parametry jsou dohromady silně svázány. S ohledem na uvedené příklady z obrovského množství dalších opravdu nevím, co by mohlo být závěrečnou řečí obhajoby. Snad jen doporučení, abychom za zboží shora uvedené „kvality“ platili poukázkami směnitelnými za platnou měnu po uplynutí dvojnásobku záruční lhůty. 57 Double Degree studijní programy Prof. Ing. Ivan Uhlíř, DrSc, Ústav přístrojové a řidicí techniky, Fakulta strojní ČVUT v Praze [email protected] Abstract— Článek vysvětluje význam a možné provedení Joint Double Degree studijních programů. příslušný JDD program. U vzdálenějších universit to funguje prakticky tak, že cca. jeden rok student absolvuje předměty na každé universitě. Je již v prvém ročníku je zadána společná diplomová práce se dvěma supervizory, každý z jedné universitě, vzájemně se koordinují. Obhajoba DP se koná před společnou komisí, tj. alespoň jeden člen komise je z partnerské university. Státní závěrečná zkouška může být také před společnou komisí. Ale pokud jedna z universit SZZ nemá, koná se SZZ jen na druhé universitě. Zákon o Vysokých školách neváže SZZ a obhajobu DP na sebe v čase a místě, což umožňuje SZZ vykonat dle časových a logistických potřeb i odděleně. Keywords — Double Degree , studijní program, studijní obor, partnerská universita, diplom. I. ÚVOD Úvodem cituji [1] dokument MŠMT "Dlouhodobý záměr vzdělávací a vědecké, výzkumné, vývojové a inovační, umělecké a další tvůrčí činnosti pro oblast vysokých škol na období 2016 - 2020 ". Prioritní cíl 3: Internacionalizace. 1) Alespoň 10 % absolventů bakalářských a magisterských studijních programů bylo v rámci svého studia vysláno na studijní pobyt nebo stáž v zahraničí trvající nejméně 14 dní. 2) Počet zahraničních studentů přijíždějících na české vysoké školy na krátkodobý studijní pobyt trvající nejméně 14 dní bude nejméně 10 000 ročně. 3) Nejméně 90 % absolventů doktorských studijních programů bylo v rámci svého studia vysláno na akademický výjezd do zahraničí a alespoň u 50 % z nich přesáhla délka tohoto pobytu jeden měsíc. 4) Alespoň 3 % studijních programů budou akreditovány jako joint / double / multiple degree. 5) Alespoň 3 % absolventů budou tvořit absolventi studijních programů akreditovaných v jiném jazyce než českém. Nelze pochybovat, že tento nový trend zahraniční spolupráce si Ministerstvo školství, mládeže a tělovýchovy na universitách vynutí: úpravami koeficientů náročnosti i postojem k dalším akreditacím. II. Diplomy: Obě university vydají po splnění všech podmínek daných JDD programem vydají studentovi své běžně diplomy, na standardních tiskovinách. Diplomy jsou evidovány na obou Ministerstvech školství, proto obor musí být akreditován v obou zemích. Na obou přílohách k diplomům bude vyznačeno, že se jedná o společné studium dvou universit, v části Academic Transript bude patrno, kde který předmět byl vystudován a kde a kdy byla složena zkouška. Výhody JDD: a) Do budoucna měl JDD přejít do Erasmu nebo jej nahradit, jako jedna z versí potlačující planou turistiku. b) Pro studenta jsou dva diplomy za studium jen o semestr delší velmi přitažlivé. Lze očekávat, že se bude hlásit víc studentů na takovéto technické programy. Čechů i cizinců. c) Student pochytí styly učení obou universit, dostane se do světa, naučí se jazykům i dobrému, zodpovědnému chování. d) Pro pedagogy odpadají každoročně se opakující poněkud nesmyslné problémy s "Uznáváním předmětů", hrůzy dopředného schvalování a potom následného uznávání ve Student Exchange programech i Erasmech. JDD program je pevně dán, splnění musí být jednoznačné i když třeba trochu odlišné než v klasickém oboru, poté studium končí obhajobou DP před společnou komisí. JOINT DOUBLE DEGREE PROGRAMY V úkolů DZ je nejnáročnější splnění bodu 4, vytvoření Joint double degree studijních programů. A to tak, aby nebyly jen formální, např. program přes kopec, Zlín – Půchov, těžko přinese lepší úroveň a uplatnění jeho absolventům. ACKNOWLEDGMENT. Příspěvek jsem vypracoval v souvislostech se svojí činností člena Akreditační komise ČR. Pro zavedení opravdu pro studenty užitečných JDD programů je důležité, aby samotní učitelé chápali jejich význam, jejich pravidla, tak aby mohli vyhledávat zahraniční partnery pro realizaci JDD. Zde je situace poněkud triskní, není mnoho učitelů, kteří vůbec vědí, o co jde. REFERENCES [1] http://www.msmt.cz/vzdelavani/vysokeskolstvi/dlouhodoby-zamer-vzdelavaci-a-vedecke-vyzkumnevyvojove-a-1 Princip vhodný pro magisterské studium technických Vysokých škol: Master Joint Double Degree program spočívá v tom, masterské studium o standardní době trvání 2,5 roku (pět semestrů), je tvořeno ze dvou zhruba polovin na dvou universitách, které mají každá ve své zemi akreditovaný 58 Inteligentní sítě jako efektivní prostředek tlumení kmitání fázorů v elektrovodných sítí. Prof. Ing. Ivan Uhlíř, DrSc. Ústav přístrojové a řidicí techniky Fakulta strojní ČVUT v Praze [email protected] Abstract— Metoda útlumu kmitání fázorů v elektrických rozvodných sítích, založena na rychlém řízení odběru, nebo výroby energie v distribučních lokalitách elektrických sítí. Metoda využívá systému SMART GRIDS. výstupu rozvodné sítě v místě připojení zátěže R, o odebíraném činném výkonu P. Takovéto zjednodušení schématu je oprávněné, protože ohmické odpory výkonových zdrojů a výkonového vedení jsou relativně zanedbatelné. Keywords— fluktuace frekvence, fázový úhel , fázor, stabilita, smart grids Důležité je si uvědomit, že z titulu geometrie fázorového diagramu, dochází změnou činného výkonu v elektrovodné síti dochází k výrazné změně fázového úhlu, zatímco změny napětí jsou jen malé. I. ÚVOD Elektrická síť je proto analogická soustavě hřídelů, které při zatěžování zkrucují. Kmitání fázového ůhlu fázorů v elektrických rozvodných sítích je jednou z příčin plošných výpadků elektrovodných sítí blůackoutů. Torsní tuhosti k s setrvačnými hmotami J výrobních i spotřebičových točivých strojů tvoří potom propojené kmitavé soustavy zobrazené na obr. 2. II. KMITÁNÍ ELEKTRICKÝCH FÁZORŮ A JEHO MECHANICKÁ ANALOGIE Na obr. 1. Je znázorněno elektrické náhradní schéma sítě, která je zatížena do ohmické zátěže. Obr.2. Náhradní elektromechanická kmitavá soustava Poměrný koeficient tlumení je takovéto energetické soustavě zpravidla velmi malý, mezi 0,01 až 0,1. Význačné je, že ani připojené činné spotřebiče výrazně nepřispívají ke tlumení torzních kmitů fázorů. Obr.1. Zjednodušené náhradní schéma energetického zdroje s úsekem sítě zatíženým spotřebičem a fázorový diagram. Příklad typické přechodovécharakteristiky je na obr.3. Na odkaze http://www.swissgrid.ch/swissgrid/en/home/reliability/wam.ht ml najdete živý obrázek naměřených okanžitých frekvencí sítě na různých místech v Evropě. Fázový úhel “zkrocení” příslušných úseků site si můžeme představit jako integral U0 je napětí výrobního stroje elektrické energie – alternátoru, L0 je jeho vnitřní indukčnost. U1 je napětí v místě připojení zdroje do rozvodné sítě, L1 je indukčnost vedení, případně jsou do ní zahrnuty rozptylové indukčnosti přenosových a distribučních transformátorů, U2 je napětí na 59 zobrazených odchylek frekvencemezi mezi konci přenosových linek. Řízení výroby a odběru musí mít odezvu kratší než je doba kmitu sítě, předpokládá se rychlé řízení SMART GRID technologií. např. větších dynamicky pomalých tepelných spotřebičů, třeba boilerů, pecí v hierarchii důležitosti podle a měřeného kolísání frekvence – fáze. Takové řízení stabilizující celý systém zavedením malých regulačních smyček je běžné. Pokud bude nadále tlumení oscilací jako prevence blackoutů spolu s řízením frekvence a výkonových přenosů pouze na bedrech přenosové soustavy (v Čechách ČEPS) je k útlumu torsních kmitů fázorů zapotřebí velký výkon, neregulovatelný dostatečně rychle. I solární elektrárny a dokonce větrné elektrárny mohou při správné filosofií přispívat k dosažení tlumení torsních kmitů fázorů a pomoci k předcházení blackoutů: 1. Obr.3. Příklad odezvy úseku elektrovodné sítě na impuls velikosti přenášeného výkonu. Vlastní frekvence odečtena F0 = 0,15 Hz nesmí dodávat do sítě plný možný výkon 2. jejich dodávaný výkon musí být rychle regulovatelný prostřednictvím SMART GRID. Velmi důležitě pro zamezení blackoutů z kmitání fázorů je vytvoření co nejpřesnějšího dynamického modelu co nejširšího úseku elektrovodné sítě, který umožní mechatronickou metodikou zkoumat možné chování sítě i v extrémních stavech a navrhovat příslušné technické úpravy ke zlepšení stability a také regulační opatření pro krizové stavy. Při té příležitosti chci upozornit na následující referát paní Ing. Le Minh Trang takovýmto modelem vietnamské rozvodné sítě sw zabývající. Náhodné vzruchy, kolísání přenášeného výkonu pak snadno vybudí v soustavě nekontrolovatelné kmitání, které pak může vyústit v plošný výpadek elektrovodné sítě, rozsáhlý blackout. Časový vývoj kmitání fázoru napětí vedoucí k plošnému blackoutu v elektrovodné síti ukazuje obr. 4. ACKNOWLEDGMENT Poděkování. Práce vznikla za podpory a spolupráce Centra udržitelné mobility Josefa Božka. REFERENCES [1] Obr.4. Příklad odezvy úseku elektrovodné sítě vedoucí k blackoutu. Vlastní frekvence odečtena F0 = 0,5 Hz [2] [3] III. TLUMENÍ KMITŮ FÁZORŮ V ELEKTRICKÝCH ROZVODNÝCH SÍTÍCH RYCHLÝM ŘÍZENÍM VÝKONŮ. [4] Z odezvy na obr. 4 vyplývá, že čas k regulačnímu zásahu pro utlumení kmitání trvající asi 60 s byl promarněn. K zastavení nárůstu kmitání stačila amplituda řízeného výkonu cca 0,1 velikosti původního kmitu o vlastní frekvenci cca 0,5 Hz to asi pouhých 10MW. [5] Z hlediska dosažení stability celé elektrorozvodné sítě je kmitání jejích fázorů vhodné tlumit už v jednotlivých dílčích kmitaných členech, tedy na úrovni distribuce (ČEZ, EON …) Tam je zásah z hlediska principů teorie řízení nejúčinnější a jeho realizace nejlevnější. [6] Na úrovni distribuce stačí pomocí inteligentního algoritmu aplikovaného v zaváděném SMART GRID systému řídit poměrně malý výkon spotřeby, nebo výroby. 60 Uhlíř I.: Vliv elektromagnetické rezonance alterátorů na paralelní chod elektrocentrál, Habilitační práce, Fakulta strojní ČVUT v Praze. 1991. Mu Wei, Zhe Chen,A Fast PLL Method for Power Electronic Systems Connected to Distorted Grids , TD-013986 IECON Taipei November 2007. Kasembe A.G. ; Muller Z.; Svec J.; Tlusty, J.; Valouch, V.: Synchronous phasors monitoring system application possibilities, Electrical & Electronics Engineers in Israel (IEEEI), 2012 IEEE 27th Convention of 14-17 Nov. 2012. [5] De Marco, F ; Martins, N. ; Ferraz, J.C.R.: An Automatic Method for Power System StabilizersPhase Compensation Design In: Power Systems, IEEE Transactions on May 2013, IME, Praça General Tibúrcio, Rio de Janeiro, Brazil, Volume: 28 , Issue: 2 , 2013 , Page(s): 997 – 1007. [6] Mills-Price, M. ; Scharf, M.; Hummel, S.; Ropp, M.; Joshi, D.; Zweigle, G.;Ravikumar, K.G.; Flerchinger, B. Solar generation control with time-synchronized phasors Protective Relay Engineers, 2011 64th Annual Conference 11-14 April 2011,pp 160 - 167 [7] Yu-Wen Chen ; Xiuxing Chen ; Maxemchuk, N. : The Fair Allocation of Power to Air Conditioners on a Smart Grid, In: Smart Grid, IEEE Transactions on Dec. 2012Volume: 3 , Issue: 4 2012 , pp. 2188 2195 Development of control strategy with 1-D gas dynamic engine model used as observer Overview of possible approaches Ing. Adam Kouba Prof. Ing. Ivan Uhlíř, DrSc Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague Prague, Czech Republic [email protected] Department of Instrumentation and Control Engineering Faculty of Mechanical Engineering, CTU in Prague Prague, Czech Republic [email protected] Abstract— The increasing complexity of engines and whole powertrains, emissions legislation and pressures on cost reduction are governing the growing demands on future Electronic Control Units (ECU). In latest years increasing demands led to implementation of control approaches using Mean Value Engine Models (MVEM). Nowadays MVEM modelling is becoming insufficient for providing of all needed information. It’s becoming more and more visible that the next step in ECU model implementation could be 1-D gas dynamic engine model. This paper shows the advantages using 1-D gas dynamic model in the ECU with further description of possible cost and time savings in engine control strategy development. II. ENGINE MODELLING AND CONTROL-ORIENTED OF MODELS There are different approaches to create engine models. The choice of used model depends on requirements for accuracy, computational power, calibration time, stability and its use in further control development. A. Black-box modelling The main disadvantage of black-box modelling is that we are not able to assign any physical parameter to states of engine model. This means, that we are not able to see what is happening inside the system and this model is only able to describe the dynamic input-output behaviour of the system. The advantage of this approach is, that identification and model development of any systems can be done easily in automated way. Keywords— engine control; WAVE; WAVE-RT; 1-D gas dynamic model; MVEM; engine modelling; rCube2 I. INTRODUCTION The increasing complexity of engines and whole powertrains, emissions legislation and pressures on cost reduction are governing the growing demands on future Electronic Control Units (ECU). In latest years increasing demands led to implementation of control approaches using Mean Value Engine Models (MVEMs). Nowadays, complexity of some applications and demands on engine control shows, that MVEM modelling is becoming insufficient for providing of all needed information in required precision. Meanwhile, the durations of engine development programs are ever decreasing. Global engine families that must meet ever-changing regional legislative requirements mean that more (re)work has to be done in less time. The next step to decrease time of all mentioned development and calibration, could be implementation of 1-D gas dynamic engine model into the automotive ECU. The purpose of this paper is to show possible ways how to easily convert 1-D gas dynamic model into more simple form (Linear models, MVEM) for further development of Model Based Controllers (MBCs) based on 1-D gas dynamic engine model observers. If this approach will be fully automatic, it can save a noticeable amount of time spent on building of additional models suitable for linearization and therefore overall time for development of engine control strategies Fig. 1. Exemplary hierarchy of used models and simulation workflow during predictive control design [1] Unfortunately the necessity to observe some states or outputs which are hard or impossible to measure, pushes us to solutions with a physical representation of states, where we are able to calculate these values. One possibility to obtain these values is to use more complex model as 1-D gas dynamic engine model for black box model identification pre-identification as in case 61 of neural network based models [2], Lolimot (LOcal LInear MOdel Tree) nonlinear input-output models for Model Predictive Control [1] and more. If the model is not designed and identified properly, issues with stability in parts operation range can be observed. Fig. 1 shows not only the workflow of Model Predictive Control (MPC) design, approach to design and calibrate a black box model with 1-D engine model is also shown (GT-Power in this case). increasing demand on Hardware simulation also in HiL systems (e.g. dSpace). Because of 1-D models complexity, solvers to find solution of all differential equations of the model have to be developed. B. 0-D gas dynamic models 0-D gas dynamic models are also able to describe the dynamic input-output behaviour, but with the advantage that we are able to assign physical variables to internal states of the model. This requires the knowledge of engine fundamentals. The final model can be built in many structures depending on the application. The example of the Mean Value Engine model structure is shown on Fig. 2. Fig. 3. Turbocharged diesel engine model in WAVE software environment Fig. 2. Abstract mean-value SI-engine structure [3] There are few tools used in automotive for development and simulation of 1-D gas dynamic engine models on the market such as GT-Power (Gamma Technologies), WAVE (Ricardo plc) or AVL BOOST (AVL). These models are nowadays such complex, that there is not a possibility to run them real-time on the ordinary PC or HiL system. That is why all developers are trying to speed up their solvers to reach the real-time boundary. This opened a way to more simple derivations of models and more simple forms of all cited products were released and called as GT-Power RT, WAVE-RT and AVL BOOST RT. All these products were developed for real-time applications on HiL systems such as dSPACE (ETAS). MVEM models are widely used for control system development in simulations; Model Based Control or MPC. The structure and development of MVEM is today widely described for different types of engines, from base turbocharged diesel engines [4], [5], more complex diesel engines with Exhaust Gas Recirculation (EGR) [6] to gasoline engines in different forms [7–9]. MVEM models are also used in co-simulations with 1-D engine models for their validation [10]. Full solution for MVEM model development, validation and further development of MPC controllers for automotive applications in air path control is nowadays offered by Honeywell with its OnRAMP Design Suite [11]. The next significant step in 1-D model development is application within ECUs for observer based controllers and observer based diagnostic. The main problem of implementation is nowadays performance of automotive ECUs. There are few articles showing this achievement with WAVE-RT model and rapid prototyping automotive ECU based on AUTOSAR (AUTomotive Open System ARchitecture) [14], [15]. Paper [16] also shows that 1-D engine model was already used in engine control application. Implementation of 1-D model could have a huge impact on increasing performance and diagnostic of combustion engines and therefore to decrease engine out emissions with increasing engine performance. MVEM models are used in many cases for Model-in-the-Loop (MiL), Software-in-the-Loop (SiL) or Hardware-in-the-Loop (HiL) testing [12] and there are also applications of MVEM models running inside more powerful ECUs to increase performance of engine control and diagnostic. C. 1-D gas dynamic models 1-D gas dynamic models are models with ability to calculate all crank angle resolved parameters. These models are based on complex calculations of elements such as pipes/ducts, junctions, orifices and machinery elements as pistons, turbines, compressors, etc. The main input for 1-D engine model is Heat Release (HR) analyses from in-cylinder pressure measurement. Pressure sensors are nowadays still expensive with limited lifetime, but there are new low-cost long-life sensors which gives comparable results to more expensive sensors as in [13] and therefore the cost of measurement devices is becoming negligible. D. 3-D gas/fluid dynamic models 3-D gas dynamic models are SW tools commonly used in engine development and in-cylinder analyses of injection spray, combustion, etc. The speed of 3-D model simulation is nowadays much slower than real-time and there is not a possibility for any real-time HW implementation, hence this article is not focused on these types of model. 1-D gas dynamic engine models are in plenty used for engine control strategy testing in MiL simulation and because of 62 III. REAL TIME 1-D ENGINE MODEL IN AUTOMOTIVE ECU This chapter shows a state-of-art solution for the implementation and use of a real-time 1-D gas dynamics model within a rapid prototyping ECU (rCube2) executing conventional and advanced control strategies. In the future, this implementation shows promise for helping to meet new emissions limits, decreasing engine costs by removing of selected sensors, and improving engine on-board diagnostics. AND the real time engine model simultaneously. The rCube2 unit [15] produced by Ricardo, was used in this study. Based on AUTOSAR and using an automated build process based in MATLAB/Simulink, these tools complemented the advanced engine model and controller development process by continuing to reduce development and test cycle times. A. WAVE-RT WAVE is Ricardo’s 1-D gas dynamic simulation SW. In our application WAVE-RT SW is mainly used. To use WAVE-RT, a WAVE model of the diesel engine (represented by IVECO 5.9L turbocharged diesel engine) was created first and the predicted performance validated against measured engine data for both full load and part load conditions typically with maximum error of 3% to reference data (this model would typically already exist in an engine development program, albeit perhaps not validated at all part load conditions). The example of validation of diesel engine is shown on Fig. 4. Fig. 5. rCube2 ECU The standard configuration of the rapid prototyping ECU was extended by adding an additional module in order to provide enough computing power to run the real time engine model with a slight advance (slightly faster than real time). The rapid prototyping ECU comes in three variants, adding I/O ports and CPU power with higher variant numbers. Variant III was used with a full single-core processor dedicated to running the real time engine model. C. WAVE-RT running paralel with real engine To show capability of WAVE-RT, test on real-engine with WAVE-RT running in parallel was done. To compare results in steady states and transients, WHTC drive cycle has been chosen for testing. rCube2 ECU was used to control the engine and to run the WAVE-RT model. Data acquisition of engine data and WAVE-RT data was provided by rCube2 and other engine parameters were measured with testbed equipment. Engine parameters as Torque, pressures, temperatures, turbine speed, etc. were compared in case of two measured datasets from real engine and WAVE-RT model with very good fit. Example of compared results in part of WHTC drive cycle are shown on Fig. 6 for intake pressure. More results presented in [14]. Fig. 4. Validation of WAVE-RT model to reference data (black colour – testbed data, Blue colour – WAVE model, red colour WAVE-RT model) The engine model includes major components such as the intake and exhaust manifolding, charge air cooler, and turbocharger, but forgoes detailed intake and exhaust componentry such as aftertreatment devices, mufflers, and acoustic componentry on the intake. Instead, flow restrictions are included to capture the pressure loss effect of those components. The model of diesel engine is shown in Fig. 3. testbed data WAVE-RT Intake manifold pressure[bar] 2 Key Features of WAVE-RT: Crank-resolved and independent treatment of cylinders Modelling of wave effects in the intake and exhaust systems Physically-based engine sub-models Automatic generation and parameterization from existing WAVE engine model 1.8 1.6 1.4 1.2 1 700 B. Rapid prototyping control unit rCube2 In order to test and validate new approaches with 1-D engine model, a rapid prototyping ECU (Fig. 5) was used. The ECU has to be powerful enough to run the engine control strategy 750 800 850 900 Time [s] 950 1000 1050 1100 Fig. 6. Zoom in: Intake manifold pressure comparison of real engine and WAVE-RT data in part of WHTC cycle 63 IV. LINEARIZATION OF 1-D ENGINE MODEL AND FUTURE development and calibration, but also a way how to reduce engine out emission and engine consumption. Main challenge of future work is to find sustainable automated solution to obtain linearized engine model from 1-D gas dynamic model. WORK For further control application of single or multivariable state controller the requirement on simplified model gives a question how to derive this model from complex model as 1-D model is. The target of linearization is to obtain a state space model as in equation (1) and (2), from non-linear model which is in our case represented by MVEM model or by WAVE/WAVE-RT model. 𝒙[𝑘 + 1] = 𝐀𝒙[𝑘] + 𝐁𝒖[𝑘] (1) 𝒚[𝑘] = 𝐂𝒙[𝑘] + 𝐃𝒖[𝑘] (2) ACKNOWLEDGMENT This research has been partially realized using the support of Technological Agency, Czech Republic, programme Centres of Competence, project # TE01020020 Josef Bozek Competence Centre for Automotive Industry. This support is gratefully acknowledged. REFERENCES A. MVEM linearization As mentioned before MVEM model allows as to linearize the model. This approach is already known and is mostly implemented in MATLAB/Simulink environment [8] or different SW such as MapleSim [17], Modelica [18], AMESim [19] platform or other SWs. [1] M. Florián, J. Macek, M. Polášek, P. Steinbauer, Z. Šika, M. Takats, O. Vacul𝚤n, M. Valášek, J. Vávra, O. V𝚤tek, and others, “Improving the engine transient performance using model-based predictive control,” in Proceedings of the Conference on Thermo and Fluid Dynamic Processes in Diesel Engines, Valencia, Spain, 2006, vol. 1, pp. 146–152. [2] F. Ke, Z. Li, A. Shenton, D. Fuente, and B. Gao, “Black Box Dynamic Modelling of a Gasoline Engine for Constrained Model-Based Fuel Economy Optimization,” SAE Technical Paper, 2015. [3] L. Guzzella and C. H. Onder, Introduction to modeling and control of internal combustion engine systems. Springer, 2004. [4] E. Hilding, “Enthalpy based boost pressure control,” 2011. [5] H. Wu, “Performance simulation and control design for diesel engine NOx emission reduction technologies,” University of Illinois at UrbanaChampaign, 2011. [6] J. Wahlström and L. Eriksson, “Modeling of a diesel engine with VGT and EGR including oxygen mass fraction,” 2006. [7] R. Argolini and V. Bloisi, “On optimal control of the wastegate in a turbocharged SI engine,” 2007. [8] P. Moulin and J. Chauvin, “Modeling and control of the air system of a turbocharged gasoline engine,” Control Engineering Practice, vol. 19, no. 3, pp. 287–297, 2011. [9] R. Sharma, D. Nesic, and C. Manzie, “Control Oriented Modeling of Turbocharged (TC) Spark Ignition (SI) Engine,” SAE Technical Paper, 2009. [10] Y. He and C.-C. Lin, “Development and validation of a mean value engine model for integrated engine and control system simulation,” SAE Technical Paper, 2007. [11] Honeywell, Ed., “Honeywell OnRAMP design Suite.” Honeywell, url: https://www.honeywellonramp.com, Accesed: 1-May-2015, 2015. [12] H. Nanjundaswamy, M. Tatur, D. Tomazic, M. Dahodwala, T. Eping, L. Virnich, Q. H. Xin, W. Gorczowski, and M. Read, “Development and calibration of on-board-diagnostic strategies using a micro-HiL approach,” SAE Technical Paper, 2011. [13] A. Kouba, “LOW-COST ICPS IN COMPARISON WITH REFERENCE PIEZOELECTRIC TRANSDUCER,” Proceedings of the annual meeting New Methods and Procedures in Automatic Control, Instrumentation and Informatics, vol. 1, no. 1, pp. 38–45, 2014. [14] B. Hnilicka, M. Horacek, A. Kouba, and M. Vinklar, “Testbed application of diesel engine controlled by rCube2 ECU with WAVE-RT module.” Apr2014. [15] B. H. Jiri Navratil Thomas Fickenscher, “Advanced Rapid Prototyping Electronic Control Unit with Real-Time 1-D Gas Dynamics Modelfraction,” 2013. [16] B. Hnilicka, M. Horacek, A. Kouba, M. Vinklar, and J. Navrastil, “Sensorless engine control using WAVE-RT model running in rCube2 ECU.” Apr2015. [17] H. A. Asl, M. Saeedi, R. Fraser, P. Goossens, and J. McPhee, “Mean Value Engine Model Including Spark Timing for Powertrain Control Application,” SAE Technical Paper, 2013. [18] D. Silverlind, “Mean value engine modeling with modelica,” Master’s thesis, Link¿ oping University, SE-581, vol. 83, 2001. [19] G. Le Solliec, F. Le Berr, G. Colin, G. Corde, and Y. Chamaillard, “Engine control of a downsized spark ignited engine: from simulation to vehicle,” Oil & Gas Science and Technology-Revue de l’IFP, vol. 62, no. 4, pp. 555– 572, 2007. B. WAVE linearization This most direct approach to obtain linearized model unfortunately fail especially on the fact that WAVE-RT solver is confidential. This fact is also present in other mentioned SW in chapter II.C. One of possible solutions is to create 1-D model in open SW such as Modelica or AMESim which allows further linearization of model, but these SWs are not specialized on engine modelling and also optimized for real-time application. Few possible approaches of WAVE model linearization were tested without satisfactory results. In case of linearization with MATLAB/Simulink as in case of MVEM model, states of 1-D model weren’t identified by Simulink and only Input/Output matrix was obtained. This was tested for different setups of WAVE model and Simulink configuration. From the previous paragraph it was decided, that there is no easy way how to directly linearize the model without better knowledge of WAVE/WAVE-RT solver, therefore some other identification methods were tested to obtain state-space model such as ARX or ARMAX modelling. This type of identification unfortunately do not give us sufficient results, but other not tested methods based on black box, gray box or neural network model identification could give us better results. C. WAVE to MVEM conversion Approach where MVEM model is derived from WAVE can be called as a workaround solution. The advantage of this solution is that MVEM model is physical based and many parameters can be taken directly from WAVE. The main disadvantage is that MVEM model is not stable such as 1-D engine model and it needs individual changes for different models to reach the stability and desired model output in every set-point. Solution to be developed for this case also need to be simple for implementation and the calibration have to be done mostly in automated way. V. CONCLUSION Running 1-D model in the ECU together with automated approaches for engine control strategy development and calibration could be a way to reduce costs of control strategy 64 Doc. Ing. Martin Novák Ph.D. Autor (editor): Název díla: Sborník příspěvků odborného semináře Nové metody a postupy v oblasti přístrojové techniky, automatického řízení a informatiky 2015 Vydalo: České vysoké učení technické v Praze Zpracovala: Fakulta strojní Kontaktní adresa: Ústav přístrojové a řídicí techniky, Technická 4, Praha 6, 166 07 Tel.: +420 2 2435 2573 Tisk: Ústav přístrojové a řídicí techniky, Fakulta strojní ČVUT v Praze Adresa tiskárny: Technická 4, Praha 6, 166 07 Počet stran: 64 ISBN 978-80-01-05758-2 Náklad: 10 výtisků Pořadí vydání: 1.